一种无电解电容控制系统、控制方法、压缩机和制冷设备

摘要

本发明提供一种无电解电容控制系统、控制方法、压缩机和制冷设备，涉及变频驱动技术领域，其采用一种三环闭环反馈控制结构，实现了无电解电容变频驱动控制系统的电源输入功率、逆变器功率与负载电机功率保持一致。应用本发明，可以将控制系统的电网功率因数提升约35.9％，以及将直流侧母线电压从周期性的脉动电压信号改善为相对稳定的直流电压信号，同时一定程度抑制直流侧母线电压脉动引起的转矩波动现象。

权利要求

1.一种用于无电解电容变频驱动单元的控制系统，其特征在于：其中，所述无电解电容变频驱动单元包括依次连接的：网侧输入电源电路、整流电路、薄膜电容电路、和逆变器，以及被逆变器驱动的永磁同步电机；其中，所述薄膜电容电路中的薄膜电容作为母线电容，所述薄膜电容上的电压Udc为直流侧母线电压，C为母线电容的电容值；

所述控制系统包括依次连接的：转速控制单元、功率控制单元、电流控制单元、和Park逆变换模块以及空间矢量脉宽调制模块，并且，所述空间矢量脉宽调制模块用于控制所述逆变器；其中，

所述转速控制单元，用于：基于反馈控制，向所述功率控制单元输出逆变器给定输出功*

率Pinv；

所述功率控制单元，用于：基于反馈控制，向所述电流控制单元输出旋转直角坐标系下* *

电机的d轴给定电流Id和q轴给定电流Iq；

所述电流控制单元，用于：基于反馈控制，向所述Park逆变换模块输出旋转直角坐标系* *

下电机的d轴给定电压Ud和q轴给定电压Uq；

所述Park逆变换模块，用于向空间矢量脉宽调制模块输出静止直角坐标系下电机的α* *

轴给定电压Uα和β轴给定电压Uβ；

*

所述空间矢量脉宽调制模块，用于根据所述直流侧母线电压Udc、α轴给定电压Uα和β轴*

给定电压Uβ，控制所述逆变器驱动所述永磁同步电机；

并且，

所述转速控制单元，包括转速误差模块、转速PI模块、给定输入功率计算模块和转速脉动功率计算模块，其中，

*

所述转速误差模块，用于根据永磁同步电机的转子给定角频率ω 、永磁同步电机的转子实时角频率ωr求得转速误差；

*

所述转速PI模块，用于对转速误差进行PI调节得到电机给定输入功率瞬时值P；

所述转速脉动功率计算模块，用于通过比例谐振控制器产生转速脉动补偿信号用以抑制电机转子产生的转速波动现象，其中，谐振频率为直流侧母线电压Udc的波动频率；

*

所述给定输入功率计算模块至少利用如下公式计算得到逆变器给定输出功率Pinv并输出至所述功率控制单元以实现功率反馈控制：*

其中，Pin为网侧电源给定输入功率信号，PC为母线电容功率，ω为网侧电源输入电压的角频率，θg为网侧电源输入电压的相位角；

*

其中，PL为转速波动补偿功率，ωr 为比例谐振控制器输出的转速脉动补偿信号，TL为电机实时负载转矩。

2.如权利要求1所述的控制系统，其特征在于：其中，* *

当不需要进行相位补偿时，Pin＝P。

3.如权利要求1至2任一所述的控制系统，其中，所述给定输入功率计算模块包括：相位跟踪‑信号发生器模块，用于根据网侧电源电路中的网侧电压Uin、网侧电流Iin,获得网侧电源输入端功率信号的频率与相位；

并用于根据所述电源输入端功率信号的频率与相位，产生与网侧电源输入端功率信号*

频率与相位相同的正弦波信号，从而通过如下公式计算Pin：

4.如权利要求3所述的控制系统，其特征在于：其中，所述相位跟踪‑信号发生器模块包括：电流电压检测模块、基于锁相环功能的相位补偿器及信号发生器；其中，

电流电压检测模块，用于检测所述电源输入端电压与电流的幅值、频率与相位并输入信号发生器；

信号发生器，用于根据其包括的乘法器将输入端电压信号与输入端电流信号相乘，获得电源输入端功率信号的幅值、频率与相位；

相位补偿器，用于根据获得的电源输入端功率信号的频率与相位，产生与电源输入端功率信号频率与相位相同的正弦波信号。

5.如权利要求3所述的控制系统，其特征在于：其中，所述转速脉动功率计算模块包括：比例谐振控制模块与补偿功率信号计算模块，其中，比例谐振控制模块，用于设置谐振频率，以及用于，*

根据所述谐振频率、截止频率输出转速脉动补偿信号ωr；

*

补偿功率信号计算模块，用于根据所述转速脉动补偿信号ω r和电机实时负载转矩TL，计算转速波动补偿功率PL。

6.如权利要求1至2任一所述的控制系统，其特征在于：其中，*

所述功率控制单元的反馈控制，建立在所述逆变器给定输出功率Pinv 与电机实时运行的负载功率Pload的误差之上，其中，* *

其中，id、iq分别为d轴、q轴实时电流；ud为d轴给定电压；uq为q轴给定电压；

并且，所述电流控制单元根据功率误差ΔPinv进行PI调节，获得电机的给定q轴电流iq*；

同时，使用id＝0控制方式获得电机的给定d轴电流id*。

7.如权利要求1至2任一所述的控制系统，其特征在于：其中，所述电流控制单元的反馈控制，建立在：所述电机的给定d轴电流id*与d轴实时电流id的作差计算所得的d轴电流误差ΔId之上，以及所述电机的给定q轴电流iq*与q轴实时电流iq的作差计算所得的q轴电流误差ΔIq之上；

并且，所述电流控制单元根据d轴电流误差ΔId、q轴电流误差ΔIq分别进行PI调节，获* *

得电机的d轴给定电压Ud和q轴给定电压Uq。

8.一种用于无电解电容变频驱动单元的控制方法，其特征在于：包括以下步骤：S100、采集无电解电容变频驱动单元中薄膜电容两端的直流侧母线电压Udc，采集无电解电容变频驱动单元所驱动的永磁同步电机转子的实时转速以获取其实时角频率ωr；

*

S200、基于反馈控制，获得无电解电容变频驱动单元中逆变器的给定输出功率Pinv；

* *

S300、基于反馈控制，获得旋转直角坐标系下电机的d轴给定电流Id和q轴给定电流Iq；

* *

S400、基于反馈控制，获得旋转直角坐标系下电机的d轴给定电压Ud和q轴给定电压Uq；

* *

S500、根据电机的d轴给定电压Ud 和q轴给定电压Uq ，进一步通过坐标变换，获得静止直* *

角坐标系下电机的α轴给定电压Uα和β轴给定电压Uβ；

* *

S600、根据所述直流侧母线电压Udc、α轴给定电压Uα和β轴给定电压Uβ，通过无电解电容变频驱动单元中的逆变器驱动所述永磁同步电机；

其中，

步骤S200包括如下步骤：*

S201、根据永磁同步电机的转子给定角频率ω、永磁同步电机的转子实时角频率ωr求得转速误差；

*

S202、对转速误差进行PI调节得到电机给定输入功率瞬时值P；

*

S203、至少利用如下公式计算得到逆变器给定输出功率Pinv以实现功率反馈控制：*

其中，Pin为网侧电源给定输入功率信号，PC为母线电容功率，ω为网侧电源输入电压的角频率，θg为网侧电源输入电压的相位角,C为母线电容的电容值；

*

其中，PL为转速波动补偿功率，ωr 为比例谐振控制器输出的转速脉动补偿信号，TL为电机实时负载转矩。

9.一种压缩机，其特征在于：其包括权利要求1‑7任一所述的控制系统或其使用权利要求8所述的控制方法。

10.一种制冷设备，其特征在于：其包括权利要求9所述的压缩机。

说明书

一种无电解电容控制系统、控制方法、压缩机和制冷设备

技术领域

[0001] 本发明涉及变频驱动技术领域，尤其涉及一种无电解电容控制系统、控制方法、压缩机和制冷设备。

背景技术

[0002] 永磁同步电机具有结构简单、性能可靠、功率密度高等优点，其常被应用于空调、冰箱等制冷设备的压缩机中。永磁同步电机的矢量控制系统的直流侧母线端并联一个高电
容值、高耐压值的母线电容器，其具有稳定直流侧母线电压，减少电压纹波的作用,能够为
负载电机提供稳定的直流侧母线电压。一般该母线电容选用电解电容作，但是电解电容体
积较大、价格较高、且在温差较大的工作环境下容易损坏。因此，为改善控制系统的性能，降
低控制器生产成本，可以将大电容值的电解电容替换为电容值较小的薄膜电容，替换后的
母线电容寿命有所提升，节约了控制系统的整体成本。但是，当母线电容由电解电容替换为
薄膜电容之后，母线电容的电容值减小，储存电能量的能力降低，会导致直流侧母线电压产
生大幅度的脉动现象，直流母线电压的脉动作用会使电机转矩产生二倍电网频率的波动，
导致电机的转速不能保持稳定；且电网侧输入电流谐波含量增加，畸变程度增大，控制系统
的电网功率因数将会降低。

[0003] 现有技术中，常使用功率因数校正电路(PFC电路)来解决控制系统直流侧母线电压不稳定的问题。PFC电路可以根据所需的电流参数来产生相应的正弦电流信号以稳定直
流侧母线电压，但PFC电路需要额外在电路中加入储能元件，使电路中的电流产生相位延迟
现象，导致电路功率因数降低；同时，PFC电路中的全控型开关元件也会额外增加电路的功
率损耗，对于运行功率较低的冰箱控制系统，应用PFC电路提升的系统有功功率不明显高于
额外增加的系统功率，因此在冰箱控制系统上应用PFC电路的改善效果不明显。

[0004] 基于上述原因，需要设计一种针对薄膜型母线电容的电机控制系统进行优化与改进的控制方法，其能在保证控制系统正确运行、不额外增加电路元件与电路功率损耗的前
提下，抑制直流侧母线电压脉动导致的转矩、转速脉动现象，提高控制系统的电网功率因
数，驱动电机稳定运行。

发明内容

[0005] 鉴于此，本发明提供一种用于无电解电容变频驱动单元的控制系统及其方法，能够通过对控制系统和控制方法的设计，实现提高控制系统的功率因数，和/或提高驱动电机
运行的稳定性的技术效果。

[0006] 本发明为实现上述的目标，采用的技术方案是：

[0007] 一种用于无电解电容变频驱动单元的控制系统，其中，

[0008] 所述无电解电容变频驱动单元包括依次连接的：网侧输入电源电路、整流电路、薄膜电容电路、和逆变器，以及被逆变器驱动的永磁同步电机；其中，所述薄膜电容电路中的
薄膜电容作为母线电容，所述薄膜电容上的电压Udc为直流侧母线电压，C为母线电容的电容
值；

[0009] 所述控制系统包括依次连接的：转速控制单元、功率控制单元、电流控制单元、和Park逆变换模块以及空间矢量脉宽调制模块，并且，所述空间矢量脉宽调制模块用于控制
所述逆变器；其中，

[0010] 所述转速控制单元，用于：基于反馈控制，向所述功率控制单元输出逆变器给定输*
出功率Pinv；

[0011] 所述功率控制单元，用于：基于反馈控制，向所述电流控制单元输出旋转直角坐标* *
系下电机的d轴给定电流Id和q轴给定电流Iq；

[0012] 所述电流控制单元，用于：基于反馈控制，向所述Park逆变换模块输出旋转直角坐* *
标系下电机的d轴给定电压Ud和q轴给定电压Uq；

[0013] 所述Park逆变换模块，用于向空间矢量脉宽调制模块输出静止直角坐标系下电机* *
的α轴给定电压Uα和β轴给定电压Uβ；

[0014] 所述空间矢量脉宽调制模块，用于根据所述直流侧母线电压Udc、α轴给定电压Uα**
和β轴给定电压Uβ，控制所述逆变器驱动所述永磁同步电机；

[0015] 并且，

[0016] 所述转速控制单元，包括转速误差模块、转速PI模块、给定输入功率计算模块，其中，

[0017] 所述转速误差模块，用于根据永磁同步电机的转子给定角频率ω*、永磁同步电机的转子实时角频率ωr求得转速误差；

[0018] 所述转速PI模块，用于对转速误差进行PI调节得到电机给定输入功率瞬时值P*；

[0019] 所述给定输入功率计算模块至少利用如下公式计算得到逆变器给定输出功率*
Pinv并输出至所述功率控制单元以实现功率反馈控制：

[0020]

[0021]

[0022]

[0023] 其中，Pin*为网侧电源给定输入功率信号，PC为母线电容功率，ω为网侧电源输入电压的角频率，θg为网侧电源输入电压的相位角。

[0024] 优选的，

[0025] 所述转速控制单元还包括转速脉动功率计算模块，并且，

[0026] 所述转速脉动功率计算模块，用于通过比例谐振控制器产生转速脉动补偿信号用以抑制电机转子产生的转速波动现象，其中，谐振频率为直流侧母线电压Udc的波动频率；

[0027] 所述给定输入功率计算模块至少利用如下公式计算得到逆变器给定输出功率*
Pinv并输出至所述功率控制单元：

[0028]

[0029]

[0030] 其中，PL为转速波动补偿功率，ωr*为比例谐振控制器输出的转速脉动补偿信号，TL为电机实时负载转矩。

[0031] 优选的，

[0032] 当不需要进行相位补偿时，Pin*＝P*。

[0033] 优选的，

[0034] 所述给定输入功率计算模块包括：相位跟踪‑信号发生器模块，用于根据网侧电源电路中的网侧电压Uin、网侧电流Iin,获得网侧电源输入端功率信号的频率与相位；

[0035] 并用于根据所述电源输入端功率信号的频率与相位，产生与网侧电源输入端功率*
信号频率与相位相同的正弦波信号，从而通过如下公式计算Pin：

[0036]

[0037] 优选的，

[0038] 所述相位跟踪‑信号发生器模块包括：电流电压检测模块、基于锁相环功能的相位补偿器及信号发生器；其中，

[0039] 电流电压检测模块，用于检测所述电源输入端电压与电流的幅值、频率与相位并输入信号发生器；

[0040] 信号发生器，用于根据其包括的乘法器将输入端电压信号与输入端电流信号相乘，获得电源输入端功率信号的幅值、频率与相位；

[0041] 相位补偿器，用于根据获得的电源输入端功率信号的频率与相位，产生与电源输入端功率信号频率与相位相同的正弦波信号。

[0042] 优选的，

[0043] 所述转速脉动功率计算模块包括：比例谐振控制模块与补偿功率信号计算模块，其中，

[0044] 比例谐振控制模块，用于设置谐振频率，以及用于，

[0045] 根据所述谐振频率、截止频率输出转速脉动补偿信号ωr；

[0046] 补偿功率信号计算模块，用于根据所述转速脉动补偿信号ωr和电机实时负载转矩TL，计算转速波动补偿功率PL。

[0047] 优选的，

[0048] 所述功率控制单元的反馈控制，建立在所述逆变器给定输出功率Pinv*与电机实时运行的负载功率Pload的误差之上，其中，

[0049]

[0050] 其中，id、iq分别为d轴、q轴实时电流；

[0051] 并且，所述电流控制单元根据功率误差ΔPinv进行PI调节，获得电机的给定q轴电流iq*；同时，使用id＝0控制方式获得电机的给定d轴电流id*。

[0052] 优选的，

[0053] 所述电流控制单元的反馈控制，建立在：所述电机的给定d轴电流id*与d轴实时电流id的作差计算所得的d轴电流误差ΔId之上，以及所述电机的给定q轴电流iq*与q轴实时
电流iq的作差计算所得的q轴电流误差ΔIq之上；

[0054] 并且，所述电流控制单元根据d轴电流误差ΔId、q轴电流误差ΔIq分别进行PI调* *
节，获得电机的d轴给定电压Ud和q轴给定电压Uq。

[0055] 此外，本发明还揭示了一种用于无电解电容变频驱动单元的控制方法，包括以下步骤：

[0056] S100、采集无电解电容变频驱动单元中薄膜电容两端的直流侧母线电压Udc，采集无电解电容变频驱动单元所驱动的永磁同步电机转子的实时转速以获取其实时角频率
ωr；

[0057] S200、基于反馈控制，获得无电解电容变频驱动单元中逆变器的给定输出功率*
Pinv；

[0058] S300、基于反馈控制，获得旋转直角坐标系下电机的d轴给定电流Id*和q轴给定电*
流Iq；

[0059] S400、基于反馈控制，获得旋转直角坐标系下电机的d轴给定电压Ud*和q轴给定电*
压Uq；

[0060] S500、根据电机的d轴给定电压Ud*和q轴给定电压Uq*，进一步通过坐标变换，获得* *
静止直角坐标系下电机的α轴给定电压Uα和β轴给定电压Uβ；

[0061] S600、根据所述直流侧母线电压Udc、α轴给定电压Uα*和β轴给定电压Uβ*，通过无电解电容变频驱动单元中的逆变器驱动所述永磁同步电机；

[0062] 其中，

[0063] 步骤S200包括如下步骤：

[0064] S201、根据永磁同步电机的转子给定角频率ω*、永磁同步电机的转子实时角频率ωr求得转速误差；

[0065] S202、对转速误差进行PI调节得到电机给定输入功率瞬时值P*；

[0066] S203、至少利用如下公式计算得到逆变器给定输出功率Pinv*以实现功率反馈控制：

[0067]

[0068]

[0069]

[0070] 其中，Pin*为网侧电源给定输入功率信号，PC为母线电容功率，ω为网侧电源输入电压的角频率，θg为网侧电源输入电压的相位角,C为母线电容的电容值。

[0071] 优选的，

[0072] 步骤S202和S203之间还包括如下步骤：

[0073] S2021、通过比例谐振控制器产生转速脉动补偿信号用以抑制电机转子产生的转速波动现象，其中，谐振频率为直流侧母线电压Udc的波动频率；

[0074] S2023、至少利用如下公式计算得到逆变器给定输出功率Pinv*以取代步骤S203中*
的逆变器给定输出功率Pinv的计算方式：

[0075]

[0076]

[0077] 其中，PL为转速波动补偿功率，ωr*为比例谐振控制器输出的转速脉动补偿信号，TL为电机实时负载转矩。

[0078] 本发明还提供一种压缩机，其使用上述任一项所述的控制方法或具有上述任一项所述的控制系统。

[0079] 本发明还提供一种制冷设备，其具有上述所述的压缩机。

[0080] 有益效果：

[0081] 本发明提供一种无电解电容变频驱动的控制方法，其采用一种三环闭环反馈控制结构，实现了将无电解电容变频驱动控制系统的电源输入功率、逆变器功率与负载电机功
率保持一致的控制方法，应用此控制方法将控制系统的电网功率因数提升约35.9％，并解
决了电源输入侧电流相位补偿的问题。

[0082] 此外，本发明还能进一步将直流侧母线电压从周期性的脉动电压信号改善为相对稳定的直流电压信号，同时直流侧母线电压脉动引起的转矩波动现象也获得了抑制。

[0083] 综上，本发明可以综合性解决了无电解电容变频驱动控制系统直流侧母线电压不稳定导致的电机转矩以2倍电源电压频率脉动的问题；解决了无电解电容变频驱动控制系
统运行时存在的电网侧功率与电机负载功率不匹配的问题，提高了控制系统的电网功率因
数；解决了无电解电容变频驱动控制系统在中低频工况下驱动电机产生的电机转速大幅度
波动的问题。

附图说明

[0084] 通过参照附图详细描述其示例实施例，本发明公开的上述和其它目标、特征及优点将变得更加显而易见。下面描述的附图仅仅是本发明公开的一些实施例，对于本领域的
普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

[0085] 图1为无电解电容变频驱动单元拓扑图；

[0086] 图2为本发明一个实施例中无电解电容变频驱动单元的控制系统结构示意图；

[0087] 图3为本发明一个实施例中无电解电容变频驱动单元的控制系统转速控制单元与功率控制单元结构示意图；

[0088] 图4为本发明一个实施例中无电解电容变频驱动单元的控制方法的流程示意图；

[0089] 图5为应用传统控制策略的控制系统输入端电压与输入端电流波形图；

[0090] 图6为应用传统控制策略的控制系统直流侧母线电压波形图；

[0091] 图7为应用传统控制策略的控制系统电机转速波形图；

[0092] 图8为应用传统控制策略的控制系统电机转速波形放大图；

[0093] 图9为本发明无电解电容变频驱动控制系统输入端电压与输入端电流波形图；

[0094] 图10为本发明无电解电容变频驱动控制系统直流侧母线电压波形图；

[0095] 图11为本发明无电解电容变频驱动控制系统电机转速波形图；

[0096] 图12为本发明无电解电容变频驱动控制系统电机转速波形放大图。

具体实施方式

[0097] 为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是
本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人
员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范
围。

[0098] 现有技术中，无电解电容变频驱动控制系统的矢量控制系统，一般由电源、整流电路、逆变器、滤波器等部分构成。其中，整流电路将输入的交流电压转换为直流电压并传输
给逆变器，此转换而来的直流电压又被称为母线电压。逆变器借助控制系统产生的脉宽调
制信号，利用母线电压产生三相交流驱动电压驱动电机运行。

[0099] 首先先简单描述下无电解电容变频驱动控制系统的电路拓扑图。无电解电容变频驱动控制系统具有如图1所示的拓扑结构，包括整流电路，电源电路、薄膜电容、逆变器和永
磁电机。其中，

[0100] 电源电路表述为整个系统中的交流电源，用于为整个系统供电，以保证各器件的正常运行，L为串联在交流电源正极与整流电路中的输入端之间的电感，主要用于抑制上电
瞬间电流冲击以及运行过程中的谐波干扰。

[0101] 整流电路为单向不可控整流器，具体的其内部主要包括四个二级管构成，由于单向不可控整流器已经较为成熟，关于其使用方式，此处不再赘述，本领域的技术人员可以根
据需要选择合适性能的单向不可控整流器，此处不做限制。

[0102] 位于母线侧的薄膜电容连接在整流电路的输出端两端，用于吸收电压高次谐波，同时为电机高功率运行情况下维持正常运行提供能量。该母线电容‑薄膜电容的电容值为
20(uF)，相对于常用的直流母线电解电容值220(uF)，此电容值大幅度降低。

[0103] 本发明有关实施中的逆变器可以为三相电压源型逆变器，用于接收脉宽调制模块的电压脉冲，并根据电压脉冲控制电机，由于三相电压源型逆变器已经较为成熟，关于其使
用方式，此处不再赘述，本领域的技术人员可以根据需要选择合适性能的单三相电压源型
逆变器，此处不做限制。

[0104] 在一个实施例中，本发明揭示了一种用于无电解电容变频驱动单元的控制系统，其中，

[0105] 无电解电容变频驱动单元包括依次连接的：网侧输入电源电路、整流电路、薄膜电容电路、和逆变器，以及被逆变器驱动的永磁同步电机；其中，薄膜电容电路中的薄膜电容
作为母线电容，薄膜电容上的电压Udc为直流侧母线电压，C为母线电容的电容值；

[0106] 控制系统包括依次连接的：转速控制单元、功率控制单元、电流控制单元、和Park逆变换模块以及空间矢量脉宽调制模块，并且，空间矢量脉宽调制模块用于控制逆变器；其
中，

[0107] 转速控制单元，用于：基于反馈控制，向功率控制单元输出逆变器给定输出功率*
Pinv；

[0108] 功率控制单元，用于：基于反馈控制，向电流控制单元输出旋转直角坐标系下电机* *
的d轴给定电流Id和q轴给定电流Iq；

[0109] 电流控制单元，用于：基于反馈控制，向Park逆变换模块输出旋转直角坐标系下电* *
机的d轴给定电压Ud和q轴给定电压Uq；

[0110] Park逆变换模块，用于向空间矢量脉宽调制模块输出静止直角坐标系下电机的α* *
轴给定电压Uα和β轴给定电压Uβ；

[0111] 空间矢量脉宽调制模块，用于根据直流侧母线电压Udc、α轴给定电压Uα*和β轴给定*
电压Uβ，控制逆变器驱动永磁同步电机；

[0112] 并且，

[0113] 转速控制单元，包括转速误差模块、转速PI模块、给定输入功率计算模块，其中，

[0114] 转速误差模块，用于根据永磁同步电机的转子给定角频率ω*、永磁同步电机的转子实时角频率ωr求得转速误差；

[0115] 转速PI模块，用于对转速误差进行PI调节得到电机给定输入功率瞬时值P*；

[0116] 给定输入功率计算模块至少利用如下公式计算得到逆变器给定输出功率Pinv*并输出至功率控制单元以实现功率反馈控制：

[0117]

[0118]

[0119]

[0120] 其中，Pin*为网侧电源给定输入功率信号，PC为母线电容功率，ω为网侧电源输入电压的角频率，θg为网侧电源输入电压的相位角。

[0121] 就该实施例而言，其提出了一种三环、反馈控制的系统，并且，能够发现，通过上述*
Pin的计算公式所引入的功率相位补偿的相关系数，才使得上述实施例通过三环、反馈控制
方式解决了功率相位补偿的问题。功率相位补偿解决了电能损耗在电网电源电压与电网电
源电流相位不同步情况下的能量储存与能量释放过程中电网系统功率因数低的问题。后文
将进一步通过其他实施例描述如何解决转速脉动等问题。

[0122] 在这里本实施例还具体介绍了PI调节器的方法，通过以下方法，可以改动PI调节器的输出值，将其由电流转换为功率：

[0123] PI调节器的时域函数表达式为：

[0124]

[0125] 其中，u(t)为调节器输出变量，e(t)为调节器输入变量，Kp为比例系数，Ki为积分系数。PI调节器的传递函数也可以以s域传递函数的形式表示：

[0126] G(s)＝Ks(τss+1)τss

[0127] 其中，G(s)为调节器输出变量，s为调节器输入变量，Ks为增益系数，τs为系统时间常数。

[0128] 众所周知的，PI调节器输出的是一种等效控制量，而并非真正的电流或者功率，两种函数表达式为PI调节器在不同维度下的表达形式。若希望将传统控制系统中转速PI调节
器的输出变量q轴给定电流iq*转换为给定功率P*，则需要通过永磁同步电机的转速与q轴
电流数学关系以及转速与功率数学关系计算出需要更改的PI调节器系统参数Kp与Ki，或者s
域PI调节器传递函数中需要更改的系统参数Ks与τs，通过计算出的参数更改PI调节器的系
统参数(时域或s域均可)，即可以实现将转速PI调节器的输出变量由q轴给定电流转换为给
定功率。

[0129] 在另一个实施例中，

[0130] 转速控制单元还包括转速脉动功率计算模块，并且，

[0131] 转速脉动功率计算模块，用于通过比例谐振控制器产生转速脉动补偿信号用以抑制电机转子产生的转速波动现象，其中，谐振频率为直流侧母线电压Udc的波动频率；

[0132] 该直流侧母线电压Udc的波动频率在确定的控制系统中是确定不变的，一般通过直接计算得出。发明人发现：给定的交流电源电压频率若为fdc(通常为50Hz)，在无电解电容控
制系统中，其被整流电路处理为直流电压信号之后，由于直流侧母线电容不能够稳定整流
处理后的直流电压，因此此直流电压为一“波浪型”正弦或类正弦信号。且这种“波浪型”直
流电压信号是整流电路将交流电压信号的负半轴电压部分翻转至正半轴而获得，因此，此
“波浪型”直流电压信号的频率为交流电源电压频率的fdc的2倍，即Udc的波动频率。此2倍fdc
频率的电压信号波动现象也是无电解电容系统转速波动的主要成因。

[0133] 给定输入功率计算模块至少利用如下公式计算得到逆变器给定输出功率Pinv*并输出至功率控制单元：

[0134]

[0135]

[0136] 其中，PL为转速波动补偿功率，ωr*为比例谐振控制器输出的转速脉动补偿信号，TL为电机实时负载转矩。

[0137] 在另一个实施例中，

[0138] 当不需要进行相位补偿时，Pin*＝P*。

[0139] 在另一个实施例中，

[0140] 给定输入功率计算模块包括：相位跟踪‑信号发生器模块，用于根据网侧电源电路中的网侧电压Uin、网侧电流Iin,获得网侧电源输入端功率信号的频率与相位；

[0141] 并用于根据电源输入端功率信号的频率与相位，产生与网侧电源输入端功率信号*
频率与相位相同的正弦波信号，从而通过如下公式计算Pin：

[0142]

[0143] 在另一个实施例中，

[0144] 相位跟踪‑信号发生器模块包括：电流电压检测模块、基于锁相环功能的相位补偿器及信号发生器；其中，

[0145] 电流电压检测模块，用于检测电源输入端电压与电流的幅值、频率与相位并输入信号发生器；

[0146] 信号发生器，用于根据其包括的乘法器将输入端电压信号与输入端电流信号相乘，获得电源输入端功率信号的幅值、频率与相位；

[0147] 相位补偿器，用于根据获得的电源输入端功率信号的频率与相位，产生与电源输入端功率信号频率与相位相同的正弦波信号。

[0148] 在另一个实施例中，

[0149] 转速脉动功率计算模块包括：比例谐振控制模块与补偿功率信号计算模块，其中，

[0150] 比例谐振控制模块，用于设置谐振频率，以及用于，

[0151] 根据谐振频率、截止频率输出转速脉动补偿信号ωr；

[0152] 补偿功率信号计算模块，用于根据转速脉动补偿信号ωr和电机实时负载转矩TL，计算转速波动补偿功率PL。

[0153] 在另一个实施例中，

[0154] 功率控制单元的反馈控制，建立在逆变器给定输出功率Pinv*与电机实时运行的负载功率Pload的误差之上，其中，

[0155]

[0156] 其中，id、iq分别为d轴、q轴实时电流；

[0157] 并且，电流控制单元根据功率误差ΔPinv进行PI调节，获得电机的给定q轴电流iq*；同时，使用id＝0控制方式获得电机的给定d轴电流id*。

[0158] 在另一个实施例中，

[0159] 电流控制单元的反馈控制，建立在：电机的给定d轴电流id*与d轴实时电流id的作差计算所得的d轴电流误差ΔId之上，以及电机的给定q轴电流iq*与q轴实时电流iq的作差
计算所得的q轴电流误差ΔIq之上；

[0160] 并且，电流控制单元根据d轴电流误差ΔId、q轴电流误差ΔIq分别进行PI调节，获* *
得电机的d轴给定电压Ud和q轴给定电压Uq。

[0161] 对于上述相关实施例，能够发现，图3整体性的示意了相关各个控制单元的反馈控制原理。

[0162] 在一个实施例中，如图4所示，本实施例提出一种无电解电容变频驱动的控制方法，来通过三环负反馈来解决功率相位补偿的问题。并且，后文还进一步通过其他实施例解
决由于母线电容值减小，导致电机的转速不能保持稳定，且控制系统的电网功率因数将会
降低的问题。详见后文。

[0163] 如图4所示，本发明在另一个实施例中揭示了一种用于无电解电容变频驱动单元的控制方法，包括以下步骤：

[0164] S100、采集无电解电容变频驱动单元中薄膜电容两端的直流侧母线电压Udc，采集无电解电容变频驱动单元所驱动的永磁同步电机转子的实时转速以获取其实时角频率
ωr；

[0165] S200、基于反馈控制，获得无电解电容变频驱动单元中逆变器的给定输出功率*
Pinv；

[0166] S300、基于反馈控制，获得旋转直角坐标系下电机的d轴给定电流Id*和q轴给定电*
流Iq；

[0167] S400、基于反馈控制，获得旋转直角坐标系下电机的d轴给定电压Ud*和q轴给定电*
压Uq；

[0168] S500、根据电机的d轴给定电压Ud*和q轴给定电压Uq*，进一步通过坐标变换，获得* *
静止直角坐标系下电机的α轴给定电压Uα和β轴给定电压Uβ；

[0169] S600、根据直流侧母线电压Udc、α轴给定电压Uα*和β轴给定电压Uβ*，通过无电解电容变频驱动单元中的逆变器驱动永磁同步电机；

[0170] 其中，

[0171] 步骤S200包括如下步骤：

[0172] S201、根据永磁同步电机的转子给定角频率ω*、永磁同步电机的转子实时角频率ωr求得转速误差；

[0173] S202、对转速误差进行PI调节得到电机给定输入功率瞬时值P*；

[0174] S203、至少利用如下公式计算得到逆变器给定输出功率Pinv*以实现功率反馈控制：

[0175]

[0176]

[0177]

[0178] 其中，Pin*为网侧电源给定输入功率信号，PC为母线电容功率，ω为网侧电源输入电压的角频率，θg为网侧电源输入电压的相位角,C为母线电容的电容值。

[0179] 优选的，

[0180] 步骤S202和S203之间还包括如下步骤：

[0181] S2021、通过比例谐振控制器产生转速脉动补偿信号用以抑制电机转子产生的转速波动现象，其中，谐振频率为直流侧母线电压Udc的波动频率；

[0182] S2023、至少利用如下公式计算得到逆变器给定输出功率Pinv*以取代步骤S203中*
的逆变器给定输出功率Pinv的计算方式：

[0183]

[0184]

[0185] 其中，PL为转速波动补偿功率，ωr*为比例谐振控制器输出的转速脉动补偿信号，TL为电机实时负载转矩。

[0186] 在另一个实施例中，本发明还提供一种用于无电解电容变频驱动单元的控制方法，具体实施方式如下：

[0187] S1：采集控制系统所需的电路参数，具体如下：a、对交流侧输入电压Uin以及交流侧输入电流Iin进行采样；b、对直流侧母线电压Udc进行采样；c、对电机三相电流中的任意两相
电流ia与ib进行采样，第三相电流可以通过已采集的两相电流计算得出；d、对电机转子的实
时相角θ与实时转速ωr进行采样，具体的优选的，通过计算出在一个电周期内电机转子角
度的变化量，得出电机转子的实时相角θ与实时转速ωr；

[0188] S2：对采样得出的实时相电流ia与ib进行Clarke变换，分别获得α‑β轴静止直角坐标系下的实时α轴电流iα与实时β轴电流iβ，对iɑ与iβ进行Park变换，分别获得直角旋转坐标
系下的d轴实时电流id与q轴实时电流iq；

[0189] S3：计算d轴给定电流和q轴给定电流；

[0190] 为了便于理解，本实施中将计算d轴给定电流和q轴给定电流的步骤大致分为如下四个步骤，首先，将电机转子的实时转速ωr与给定转速ω*进行比较，得出误差转速Δw，对
误差转速进行PI调节，获得电机给定输入功率瞬时值P*。

[0191] 需要说明的是，本实施中提到的PI调节具体可以通过现有的比例积分控制(Proportional integral controller,PI控制器，也称比例调节和积分调节器，PI调节器)
实现，其主要作用为：根据给定值与实际输出值构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线
性组合构成控制量，对被控制对象进行控制。也就是说，通过对误差转速进行PI调节，从而
可以得到电机给定输入功率瞬时值，不同于传统的矢量控制系统中，PI调节器的输出变量
为iq*，本实施例中对转速PI调节器进行了调整，输出变量为P*，其通过一个各部分都统一
的变量‑功率，对系统与电机的输入输出变量进行计算。进行功率计算的第一步就是先得到
各部分的功率值，这里是得到给定输入功率瞬时值P*的过程。

[0192] 其次，将电机给定输入功率瞬时值P*与采样得出的电源输入功率的频率与相位参数相结合，获得给定电源输入功率Pin*；将给定电源输入功率Pin*作为被减数与母线电容功
率PC相减，获得逆变器给定输出功率Pinv*。

[0193] 然后，比对电机负载端的实时功率和逆变器给定输出功率，获得逆变器的误差功率。

[0194] 最后，对逆变器的误差功率进行PI调节，获得d轴给定电流和q轴给定电流。

[0195] S4、比较d轴实时电流id和d轴给定电流id*，获得d轴误差电流，比较q轴实时电流iq和q轴给定电流iq*，获得q轴误差电流。

[0196] S5、对d轴误差电流进行PI调节获得d轴给定电压ud*，对q轴误差电流进行PI调节获得q轴给定电压uq*。

[0197] S6、根据实时转速对d轴给定电压ud*和q轴给定电压uq*进行Park逆变换，获得α轴给定电压uα*和β轴给定电压uβ*；

[0198] S7、根据α轴给定电压uα*、β轴给定电压uβ*和母线电压Udc对逆变器进行脉宽调制，并通过逆变器控制电机。

[0199] 本实施例提供的控制方法通过对控制系统的电路进行采样得出交流侧输入电压、交流侧输入电流、直流侧母线电压、电机相电流与转子位置，再通过计算得出逆变器给定输
出功率Pinv*及实时电机功率Pload，通过功率平衡原则与三组PI调节器控制逆变器，产生驱
动信号驱动电机运行；该控制方法采用一种三环闭环反馈方法，实现了将无电解电容变频
驱动控制系统的电源输入功率、逆变器功率与负载电机功率保持一致的控制方法，应用此
控制方法将控制系统的电网功率因数提升约35.9％，直流侧母线电压从周期性的脉动电压
信号改善为相对稳定的直流电压信号，同时直流侧母线电压脉动引起的转矩波动现象也获
得了抑制。

[0200] 现有技术中常使用功率因数校正电路(PFC电路)来解决控制系统直流侧母线电压不稳定的问题，其中PFC电路的原理为：利用全控型开关元件输出脉宽调制波形，控制电路
中的储能元件(电容、电感等)的充电与放电时间，进而产生特定的类正弦电流信号来稳定
直流侧母线电压，提高功率因数。若交流电源的输入电压为usinwt，输入电流为isinwt，则
交流电源输入功率为uisin2wt。忽略电路损耗，则整流后的母线侧功率应与交流侧电源输
入功率相同。若将直流侧母线电压稳定为电压值U，则只需令母线电流保持为uisin2wt/U的
正弦信号即可。PFC电路可以根据所需的电流参数来产生相应的正弦电流信号以稳定直流
侧母线电压。、

[0201] 以母线电压不稳定的问题为例，本发明在获得逆变器给定输出功率Pinv*的步骤中过程提供转速波动补偿功率，同样为了便于理解，分成两个步骤完成，首先对电机转子的实
时转速ωr进行调节，获得转速波动补偿功率PL；其次将给定电源输入功率Pin*作为被减数，
与母线电容功率Pc相减后，与转速波动补偿功率PL相加，获得逆变器给定输出功率Pinv即，

[0202] 能够理解，本发明利用比例谐振调节来产生转速脉动补偿信号用以抑制电机转子产生的转速波动现象。以下内容仅用于推导性的说明本发明前文的相关公式，以便于理解：

[0203] 计算转速波动补偿功率的方法如下：首先，利用比例谐振控制器获得抑制转速脉动的转速信号；其中，比例谐振控制器的谐振频率设置为直流侧母线电压Udc的波动频率；

[0204] ，比例谐振控制器的谐振控制器传递函数如式(1)所示，

[0205]

[0206] 其中，GR(s)为抑制转速脉动的转速信号，KR为谐振系数，用来控制谐振控制器的输出增益，wc为比例谐振控制器截止频率。以家用交流电频率为50Hz为例，直流侧母线电压Udc
的波动频率为2倍交流电频率，此电压波动频率为即100Hz，因此比例谐振控制器的谐振频
率此时可以设置为2倍网侧输入电压频率，通常取100Hz。理论上，比例谐振控制器在谐振频
率点拥有无限大增益，它能够产生抑制特定谐振频率脉动的补偿信号，降低电机转子的转
速脉动程度。

[0207] 其次，比例谐振调节的输出变量为抑制转速脉动的转速信号，为使控制环节中的控制变量保持一致，需要将此转速信号转换为功率信号，根据电机的功率计算公式，可以将
转速与机械转矩相乘，获得的结果为电机的转速脉动补偿功率。计算方法如式(2)所示

[0208]

[0209] 其中，PL为转速波动补偿功率，wr*为脉动转速抑制信号，TL为电机实时负载转矩。

[0210] 利用比例谐振调节对电机转速中存在的脉动分量进行采集与控制，将控制信号引入功率计算环节来抑制电机转速中的脉动分量，抑制电机转速波动现象。

[0211] 上述母线电容功率由母线电容值与直流侧母线电压的参数计算获得，具体计算方法为：

[0212]

[0213] 其中，PC为母线电容功率，Udc为直流侧母线电压，C为母线电容值，w为电源输入电压频率，θg为电源输入电压的相位角。

[0214] 给定电源输入功率由交流侧的输入电压以及输入电流的参数计算获得，具体计算方法为：

[0215] 假设电源的输入电压为理想正弦信号，输入电流为理想正弦信号且与输入电压相位、频率相同，电源输入功率因数为1，则电源输入功率如式(4)所示：

[0216] Pin＝UinIin＝UI sin2(wt+θg)‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑‑(4)

[0217] 其中，Pin为电源输入功率，U、I分别为电网电压幅值与电流幅值，w为电源输入电压频率，θg为电源输入电压的相位角；

[0218] 将电源输入功率信号频率与相位相同的正弦波形作为频率系数，并与电机给定输入功率瞬时值P*相乘，获得给定输入功率信号Pin*，Pin*的表达式如式(5)所示：

[0219]

[0220] d轴给定电流和q轴给定电流的具体计算方法如下：在理想条件下，逆变器给定输出功率Pinv*与电机的实时运行功率相等，电机的实际运行功率可由式(6)计算得出

[0221]

[0222] 其中，Pload为电机的实时运行功率，Ud*、uq*分别为d‑q轴给定电压，id、iq分别为d‑q轴实时电流；将逆变器给定输出功率Pinv*与电机实时运行功率相比较，得出逆变器误差功
率ΔPinv；将ΔPinv进行PI调节，获得电机的给定q轴电流iq*；同时，使用id＝0控制方式获得
电机的给定d轴电流id*。

[0223] 在S5中，利用电机在旋转直角坐标系下的电压平衡方程计算d轴给定电压和q轴给定电压，具体计算方法如下：

[0224]

[0225] 其中，ud、uq为电机d‑q轴电压，id、iq为电机d‑q轴电流，Rd、Rq为d‑q轴电阻，Ld、Lq为d‑q轴电感，w为转子实时转速，也即为电角速度，ψf为永磁体磁链；将采样得出的电机实时
电流id、iq与给定电流id*、iq*分别比较得出d‑q轴误差电流，并分别进行PI调节，获得电机
运行的给定d‑q轴电压ud*、uq*。

[0226] 如图2所示，在另一个实施例中，本发明综合性的提供一种用于无电解电容变频驱动单元的控制系统，其包括转速控制单元，功率控制单元和电流控制单元，其中，转速控制
单元包括转速误差模块、转速PI模块、给定输入功率计算模块与转速脉动功率计算模块组
成，其中，转速PI模块的输出变量被调节为给定电源输入功率；给定输入功率计算模块中的
相位跟踪‑信号发生器产生特定的频率与相位系数与给定电源输入功率相乘，产生具有脉
动状态的给定直流侧母线功率，给定输入功率计算模块对给定直流侧母线功率进行进一步
处理，将其与转速脉动功率计算模块输出的转速脉动补偿功率及采样获得的直流侧母线电
容功率进行计算，最终得出逆变器给定输出功率；

[0227] 功率控制单元包括功率误差模块、功率PI模块与电机负载功率计算模块构成，功率误差模块将逆变器给定输出功率与电机负载功率计算模块输出的电机负载端的实时功
率进行比较，获得的功率差值输入值功率PI模块，获得给定的电机q轴电流；

[0228] 电流控制单元包括d轴电流误差模块，d轴电流PI模块，q轴电流误差模块，q轴电流PI模块，其中，d轴电流误差模块将d轴给定电流与d轴实时电流进行比较，获得d轴误差电
流，将d轴误差电流输入d轴电流误差模块，获得电机运行所需要的d轴给定电压；q轴电流误
差模块将q轴给定电流与q轴实时电流进行比较，获得q轴误差电流，将q轴误差电流输入q轴
电流误差模块，获得电机运行所需要的q轴给定电压。

[0229] 优选的，转速脉动功率计算模块包括比例谐振控制模块与补偿功率信号计算模块，其中，设定比例谐振控制模块的谐振频率为电机转速波动信号的，也即为直流侧母线电
压Udc的波动频率，将电机转子的实时转速输入比例谐振控制模块，输出转速波动补偿功率
信号；补偿功率信号计算模块将补偿转速信号转换为补偿功率信号，并输入给定输入功率
计算模块完成后续控制过程。进一步优选的，比例谐振控制模块的主要部分为谐振控制器，
谐振控制器将作用于特定谐振频率上的转速脉动信号，产生对应频率的转速补偿信号。优
选的，补偿功率计算模块将转速补偿信号转换为功率补偿信号具体方法为根据公式P＝w×
T，即功率等于角速度与转矩相乘的计算方法，将谐振控制器的输出的波动转速补偿信号与
冰箱运行时的给定负载转矩相乘，获得波动功率补偿信号。

[0230] 优选的，相位跟踪‑信号发生器模块包括一个电流电压检测模块、一个基于锁相环功能的相位补偿器及一个信号发生器。电流电压检测模块能够检测输入端电压与输入端电
流的幅值、频率与相位并输入信号发生器，信号发生器中的乘法器将输入端电压信号与输
入端电流信号相乘，获得电源输入端功率信号的幅值、频率与相位；相位补偿器将根据获得
的电源输入端功率信号的频率与相位参数产生与电源输入端功率信号频率与相位相同的
正弦波信号，此正弦波信号将作为给定逆变器端功率信号的频率与相位系数。

[0231] 优选的，电流电压检测模块配置于电路的输入端电源侧，它将分别检测输入端电源的实时电流与实时电压，并计算出输入端电源的实时功率。

[0232] 优选的，输入端电源实时功率为输入端电源的实时电流与实时电压相乘所得，且输入端电源为交流电源，因此输入端功率为一正弦信号。

[0233] 优选的，信号发生器能够利用采样获得的输入端电压最大值与输入端电流最大值，计算得出输入端功率最大值，并利用其提取输入端功率信号的频率与相位参数，并产生
频率与相位参数与输入端功率信号频率与相位参数一致的基本正弦波信号。

[0234] 优选的，相位补偿器应用了锁相环策略，其以信号发生器输出的基本正弦波信号作为基准信号，对输入相位补偿器的变化的输入端功率信号的频率与相位进行调节，使调
节后的输入端功率信号的频率与相位与基准信号的频率与相位保持一致。

[0235] 图3为另一个实施例提供的无电解电容变频驱动控制系统转速控制单元与功率控制单元结构示意图，比例谐振控制模块的主要部分为谐振控制器，谐振控制器将作用于特
定谐振频率上的转速脉动信号，产生对应频率的转速补偿信号，补偿功率计算模块将转速
补偿信号转换为转速功率补偿信号，利用功率等于角速度与转矩相乘的计算方法，将谐振
控制器的输出的波动转速补偿信号与冰箱运行时的给定负载转矩相乘，获得转速波动功率
补偿信号。复合功率控制模块通过对给定电源输入功率P*、给定直流侧母线功率Pin*、直流
侧母线电容功率PC、电机负载的实际运行功率Pload与转速波动补偿功率PL进行处理，获得电
机运行的给定d‑q轴电流，并利用给定d‑q轴电流进行后续控制步骤，驱动永磁同步电机运
行。其中，给定电源输入功率P*由给定转速与电机运行实际转速进行比较得出的差值经PI
调节后获得；给定直流侧母线功率Pin*由相位跟踪‑信号发生器模块与给定电源输入功率P*
共同作用获得；电机运行的给定d‑q轴电流复合功率控制模块与功率PI调节器共同作用得
出；复合功率控制模块中的给定逆变器输出功率Pinv*计算方式为：Pinv*＝Pin*‑PC+PL；电机
运行的给定q轴电流由给定逆变器输出功率与电机负载实际功率进行比较得出的差值经PI
调节后获得。电机运行的给定d轴电流由id＝0控制原则获得。

[0236] 根据本发明控制策略，使用本发明无电解电容变频驱动控制系统驱动某种冰箱压缩机并分析其控制效果，同时使用传统矢量控制系统驱动相同的冰箱压缩机，比较两种控
制系统的控制效果。(下文中将传统矢量控制系统略称为传统系统，将本发明无电解电容变
频驱动控制系统略称为优化系统)；

[0237] 本发明要提供的无电解电容变频驱动控制系统的直流侧母线电容采用的电容值为20(uF)，相对于常用的直流母线电解电容值220(uF)，此电容值大幅度降低。在传统矢量
控制系统中也将母线电容更改为20(uF)，设定两种控制系统的负载转矩完全相同，给定转
速为2400(转/分)，电机以额定转速、满载状态起动，分别分析两种控制系统在相同负载、相
同转速下的控制效果。

[0238] 图5为传统系统输入侧电流与电压波形图，图9为优化系统输入侧电流与电压波形图。对比图5与图9可得出，传统系统中的输入侧电流畸变现象较为严重，而优化系统的输入
侧电流波形正弦度较高，与输入侧电压相位较为同步。经过进一步计算，得出在2400(转/
分)转速条件下，优化系统的功率因数较传统系统提高了约0.177，功率因数提升幅度约为
35.9％。

[0239] 图6为传统系统直流侧母线电压波形图，图10为优化系统直流侧母线电压波形图。对比图6与10可得出，优化系统的直流侧母线电压最小值约为275V，最大值约为330V；而传
统系统的直流母线电压最小值约为83.3V，最大值约为410V。因此优化系统的直流侧母线电
压稳定性提升较为明显。

[0240] 图7、图8为传统系统的转速波形图，图11、图12为优化系统的转速波形图。对比放大后的转速波形图图7与图11，对图中参数进行计算分析可得出，传统系统在给定转速2400
(转/分)的条件下，电机稳定运行时转速最小值约为2361，最大值约为2427，转速波动量约
为50(转/分)，转速平均值约为2418(转/分)；优化系统在相同条件下，电机稳定运行时转速
最小值约为2375，最大值约为2394，转速波动量约为20(转/分)，转速平均值约为2388(转/
分)。优化系统在应用无电解电容控制策略的前提下，对电机转速波动现象的抑制效果十分
显著。

[0241] 综上，本发明提供的一种无电解电容变频驱动的控制方法通过控制方法的设计，可以提高控制系统的电网功率因数，提高驱动电机运行的稳定性。本实施提供的使用该控
制方法的控制系统在在转速PI调节器的基础上增加了相位补偿器与谐振控制器等控制单
元，利用谐振控制器产生转速脉动补偿信号抑制无电解电容变频驱动控制系统的直流侧母
线电压波动引起的转速脉动现象；其中，PI控制器、谐振控制器与相位补偿器结合的复合控
制单元来改善传统矢量控制系统的速度外环结构，此控制单元能够抑制电机中频与低频转
速的大幅度波动现象，应用此控制单元的无电解电容变频驱动控制系统能够将电机中低频
转速波动由约±50(转/分)减少至约±20(转/分)。

[0242] 需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用
的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或
描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆
盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于
清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品
或设备固有的其它步骤或单元。

[0243] 上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

[0244] 在本发明的上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。

[0245] 在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的技术内容，可通过其它的方式实现。其中，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如单元的划分，可以为一种
逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可
以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间
的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，单元或模块的间接耦合或通信连接，
可以是电性或其它的形式。

[0246] 作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个单元
上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

[0247] 另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单
元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。

[0248] 集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者
说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现
出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备
(可为个人计算机、服务器或者网络设备等)执行本发明各个实施例方法的全部或部分步
骤。而前述的存储介质包括：U盘、只读存储器(ROM，Read‑Only Memory)、随机存取存储器
(RAM，Random Access Memory)、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

[0249] 以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为
本发明的保护范围。