NR系统进行DCI盲检的方法及装置

摘要

本申请公开了一种NR系统进行DCI盲检的方法。步骤S12：基于网络侧配置的参数获取准共站址QCL关系，计算参考信噪比门限值；步骤S14：在CORESET上基于预编码粒度对PDCCH DMRS采用LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计；步骤S16：在PDCCH DMRS信道估计阶段以REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比；步骤S18：在DCI盲检PDCCH候选前，先计算出当前PDCCH候选上的平均信噪比并判断其是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复步骤S18处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有PDCCH候选。本申请基于信噪比对DCI的盲检进行预筛选，避免对无效的PDCCH候选进行复杂的解调、解码和CRC检验等计算。

权利要求

1.一种NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，包括如下步骤；

步骤S12：基于网络侧配置的参数获取准共站址QCL关系，计算参考信噪比门限值；所述网络侧配置的参数是指搜索空间集和控制资源集CORESET的配置参数；所述获取QCL关系是指获取与当前CORESET的PDCCH的解调参考信号DMRS具有QCL关系的信道或参考信号，包括同步信号块SSB信号或者时间/频率跟踪的信道状态信息参考信号CSI-RS；

当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL类型A或类型D关系时，将SSB信号的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再基于SSB信号的信噪比计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和；

当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL类型A或类型D关系时，将时间/频率跟踪的CSI-RS信号的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再基于时间/频率跟踪的CSI-RS信号的信噪比来计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和；

步骤S14：在CORESET上，基于预编码粒度对物理下行控制信道PDCCH DMRS采用线性最小均方误差LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计；

步骤S16：在PDCCH DMRS信道估计阶段以资源元素组REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比；

步骤S18：在下行控制信息DCI盲检PDCCH候选前，先基于每一个REG捆绑级的信噪比计算出当前PDCCH候选上的平均信噪比；随后判断当前PDCCH候选的平均信噪比是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复步骤S18处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。

2.根据权利要求1所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S14中，获取PDCCH REG的时频位置，计算频域接收信号中PDCCH DMRS的时频位置；获取当前用户设备UE的小区标识，或者是高层配置的PDCCH DMRS扰码标识，用于计算PDCCH DMRS序列；获取REG捆绑的大小，用于指示计算信噪比的粒度；对CORESET上所有潜在的PDCCH DMRS频域接收信号做最小二乘法估计，获得解扰后的信道，如公式三所示；

（公式三）；

其中，HLS(k,)表示第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的资源单元RE解扰后的信道，其中RE表示某一对k和的组合所对应的时频资源位置；右上角的“ ”表示共轭求逆运算，Y(k,)表示UE接收信号，H(k,)表示信道，N(k,)表示UE接收噪声，NLS(k,)表示解扰后的信号噪声，XBS(k,)为基站在某个时隙的第个OFDM符号的第k个子载波上映射的数据，XUE(k,)为UE基于CORESET的配置计算获得的PDCCH DMRS序列。

3.根据权利要求2所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S14中，当XBS(k,)和XUE(k,)相同时，第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,)如公式四所示；

（公式四）；

当XBS(k,)和XUE(k,)不同时，第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,)如公式五所示；

（公式五）；

公式五中，XPN0(k,)为第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE的等效随机序列，如公式六所示；

（公式六）。

4.根据权利要求1所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S16中，在预编码粒度内，根据REG捆绑的大小计算每个REG捆绑上PDCCH DMRS位置的信噪比SNRregBundle。

5.根据权利要求4所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S16中，当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL类型A或类型D关系时，将PDCCH DMRS解扰后的信道根据滤波阶数组成对应的相关矩阵RHH，并根据相关矩阵RHH对角元素和非对角元素的差值来计算噪声功率，而非对角元素可等效为信号功率，进而估计PDCCH REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。

6.根据权利要求5所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S16中，当采用正确的PDCCH DMRS序列解扰时，REG捆绑级的信噪比如公式十七所示；

（公式十七）；

当PDCCH DMRS解扰序列和基站端发送的参考信号不一致时，REG捆绑级的信噪比如公式二十一所示；

（公式二十一）；

其中，r10表示矩阵 第1行第0列的元素，r21表示矩阵 第2行第1列的元素，表示频域解扰后的信道的相关矩阵，σ2表示频域解扰后的信道的噪声功率。

7.根据权利要求4所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S16中，当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL类型A或类型D关系时，对PDCCH DMRS解扰后的信道进行滤波，使用滤波前的信道和滤波后的信道的差值来计算噪声功率，而滤波后的信道为信号功率，进而估计PDCCH REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。

8.根据权利要求7所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S16中，当解扰序列不正确时，REG捆绑级的信噪比如公式二十七所示；

（公式二十七）；

当解扰序列正确时，REG捆绑级的信噪比如公式三十三所示；

（公式三十三）；

其中，SNRmmse表示LMMSE滤波后的信噪比，E()表示取统计平均的运算符，Hmmse(k,)表示LMMSE滤波后的信道，Nmmse(k,)表示LMMSE滤波后的噪声，右上角的“ ”表示共轭求逆运算，H表示真实信道，σ2表示频域解扰后的信道的噪声功率， SNRThreshold表示参考信噪比。

9.根据权利要求1所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S18中，对一个PDCCH候选中的所有PDCCH REG捆绑级的信噪比求平均来获得当前PDCCH候选的平均信噪比；若当前PDCCH候选的平均信噪比小于参考信噪比门限值，则认为当前PDCCH候选无效，不再进行当前PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，认为当前PDCCH候选有效，继续进行当前PDCCH候选的后续盲检步骤。

10.一种NR系统进行DCI盲检的装置，其特征是，包括计算单元一、信道估计单元、计算单元二、计算单元三和判断单元；

所述计算单元一用来基于网络侧配置的参数获取准共站址QCL关系，计算参考信噪比门限值；所述网络侧配置的参数是指搜索空间集和控制资源集CORESET的配置参数；所述获取QCL关系是指获取与当前CORESET的PDCCH的解调参考信号DMRS具有QCL关系的信道或参考信号，包括同步信号块SSB信号或者时间/频率跟踪的信道状态信息参考信号CSI-RS；

当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL类型A或类型D关系时，将SSB信号的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再基于SSB信号的信噪比计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和；

当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL类型A或类型D关系时，将时间/频率跟踪的CSI-RS信号的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再基于时间/频率跟踪的CSI-RS信号的信噪比来计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和；

所述信道估计单元用来在CORESET上，基于预编码粒度对物理下行控制信道PDCCH DMRS采用线性最小均方误差LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计；

所述计算单元二用来在PDCCH DMRS信道估计阶段以资源元素组REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比；

所述计算单元三用来在PDCCH DMRS信道估计阶段基于每一个REG捆绑级的信噪比以PDCCH候选为单位计算每一个PDCCH候选级的平均信噪比；

所述判断单元用来在下行控制信息DCI盲检PDCCH候选前，判断当前PDCCH候选的平均信噪比是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。

说明书

NR系统进行DCI盲检的方法及装置

技术领域

[0001]  本申请涉及一种无线通信技术，特别是涉及一种用于5G NR（fifth generation radio access technology，第五代无线接入技术）协议中基于PDCCH（physical downlink control channel，物理下行控制信道） DMRS（demodulation reference signal，解调参考信号）的信道估计来提高DCI（downlink control information，下行控制信息）盲检效率的方法及装置。

背景技术

[0002] LTE（Long Term Evolution，长期演进技术）系统中，PDCCH统一采用小区（cell）级且始终在线（always on）的CRS（Cell-specific Reference Signal，小区特定参考信号）进行信道估计。同一小区内各个UE（user equipment，用户设备）采用相同的 来生成CRS伪随机序列，其中 表示小区ID（identity，标识）。CRS伪随机序列的初始化值cinit如公式一所示。

[0003] （公式一）。

[0004] 其中，当CRS是DRS（Discovery Reference Signal，发现参考信号）的一部分且对于帧结构类型三（frame structure type 3）而言 ，其他情况下 。ns表示时隙（slot）编号，表示OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplex，正交频分复用）符号编号，NCP表示OFDM符号的循环前缀，运算符“”表示乘法运算，运算符“ ”表示取模运算，运算符“ ”表示向下取整运算。本文件中，相同的符号及运算符具有相同含义，以下不再赘述。

[0005] DCI盲检时，UE在信道估计阶段，无法基于CRS估计出的信道来判断当前PDCCH候选（PDCCH candidate）上的时频资源上是否承载了该UE的DCI信息。

[0006] NR系统中，PDCCH采用小区级和UE级两种类型的DMRS参考序列进行信道估计，并且一个CORESET（Control Resource Set，控制资源集）时频资源上的PDCCH DMRS序列可能采用不同的初始化值，PDCCH DMRS序列的初始化值cinit2如公式二所示。

[0007] （公式二）。

[0008] 其中 表示时隙上的OFDM符号数， 表示无线帧上的时隙数。

[0009] 公式二中，UE初始化PDCCH DMRS序列时采用的NID可能是高层配置的PDCCH DMRS扰码标识（PDCCH-DMRS-Scrambling ID，也称PDCCH DMRS加扰标识），也可能是小区ID即。CORESET上的非本UE的PDCCH候选资源上是否存在PDCCH DMRS，UE不能做任何假设，待盲检的PDCCH候选上可能存在有效的PDCCH DMRS，也可能不存在有效的PDCCH DMRS。DCI盲检时，UE首先在CORESET上基于自己的PDCCH DMRS序列进行信道估计。如果REG捆绑（REG bundle。其中REG表示Resource Element Group，资源元素组，也称资源粒子组）对应的PDCCH DMRS时频资源上没有传输有效的PDCCH DMRS序列[如：基站未发送任何数据、或者发送的是PDSCH（physical downlink shared channel，物理下行共享信道）数据、或者PDCCH DMRS序列的初始化NID不同]，解扰后的信道HLS近似为随机值，在该REG捆绑上基于解扰后的信道HLS计算的信噪比（signal-to-noise ratio，SNR）将偏离真实值（如：当采用频域相关矩阵来计算信噪比时，十进制信噪比近似为0）。如果REG捆绑对应的PDCCH DMRS时频资源上传输了有效的PDCCH DMRS序列（如：PDCCH DMRS序列的初始化NID相同），在该REG捆绑上基于解扰后的信道HLS计算出的信噪比接近于实际环境下的信噪比值。

发明内容

[0010] 本申请所要解决的技术问题是在NR系统中，为了尽可能提高PDCCH DCI盲检效率，通过在PDCCH DMRS信道估计阶段计算出REG捆绑级的信噪比供后续DCI盲检判决使用，通过识别无效PDCCH候选来减少DCI盲检计算量和提高DCI盲检速度。

[0011] 为解决上述技术问题，本申请提出了一种NR系统进行DCI盲检的方法，包括如下步骤。步骤S12：基于网络侧配置的参数获取准共站址QCL关系，计算参考信噪比门限值。步骤S14：在控制资源集CORESET上，基于预编码粒度对物理下行控制信道PDCCH的解调参考信号DMRS采用线性最小均方误差LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。步骤S16：在PDCCH DMRS信道估计阶段以资源元素组REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比。步骤S18：在下行控制信息DCI盲检PDCCH候选前，先基于每一个REG捆绑级的信噪比计算出当前PDCCH候选上的平均信噪比；随后判断当前PDCCH候选的平均信噪比是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复步骤S18处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。本申请在步骤S18中基于信噪比对DCI的盲检进行预筛选，具体而言是在DCI盲检前对待检查的PDCCH候选的信噪比进行判决，避免对无效的PDCCH候选进行复杂的解调、解码和CRC检验等计算。

[0012] 进一步地，所述步骤S12中，所述网络侧配置的参数是指搜索空间集和CORESET的配置参数；所述获取QCL关系是指获取与当前CORESET的PDCCH DMRS具有QCL关系的信道或参考信号，包括同步信号块SSB信号或者时间/频率跟踪的信道状态信息参考信号CSI-RS。这是对步骤S12的详细说明，给出了两种示例性的QCL关系。

[0013] 优选地，所述步骤S12中，当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL类型A或类型D关系时，将SSB信号的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再基于SSB信号的信噪比计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和。这是第一种示例性的QCL关系以及由此计算参考信噪比门限值的详细说明。

[0014] 优选地，所述步骤S12中，当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL类型A或类型D关系时，将时间/频率跟踪的CSI-RS信号的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再基于时间/频率跟踪的CSI-RS信号的信噪比来计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和。这是第二种示例性的QCL关系以及由此计算参考信噪比门限值的详细说明。

[0015] 进一步地，所述步骤S14中，获取PDCCH REG的时频位置，计算频域接收信号中PDCCH DMRS的时频位置；获取当前用户设备UE的小区标识，或者是高层配置的PDCCH DMRS扰码标识，用于计算PDCCH DMRS序列；获取REG捆绑的大小，用于指示计算信噪比的粒度；对CORESET上所有潜在的PDCCH DMRS频域接收信号做最小二乘法估计，获得解扰后的信道，如公式三所示。

[0016] （公式三）。

[0017] 其中，HLS(k,)表示第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的资源单元RE解扰后的信道，其中RE表示某一对k和的组合所对应的时频资源位置；右上角的“ ”表示共轭求逆运算，Y(k,)表示UE接收信号，H(k,)表示信道，N(k,)表示UE接收噪声，NLS(k,)表示解扰后的信号噪声，XBS(k,)为基站在某个时隙的第个OFDM符号的第k个子载波上映射的数据，XUE(k,)为UE基于CORESET的配置计算获得的PDCCH DMRS序列。这是对步骤S14的详细说明。

[0018] 优选地，所述步骤S14中，当XBS(k,)和XUE(k,)相同时，第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,)如公式四所示。

[0019] （公式四）。

[0020] 当XBS(k,)和XUE(k,)不同时，第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,)如公式五所示。

[0021] （公式五）。

[0022] 公式五中，XPN0(k,)为第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE的等效随机序列，如公式六所示。

[0023] （公式六）。

[0024] 以上内容是对步骤S14的进一步详细说明，并给出了两种不同情形下的解扰后的信道的计算方式。

[0025] 进一步地，所述步骤S16中，在预编码粒度内，根据REG捆绑的大小计算每个REG捆绑上PDCCH DMRS位置的信噪比SNRregBundle，这就是REG捆绑级的信噪比。

[0026] 优选地，所述步骤S16中，当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL类型A或类型D关系时，将PDCCH DMRS解扰后的信道根据滤波阶数组成对应的相关矩阵RHH，并根据相关矩阵RHH对角元素和非对角元素的差值来计算噪声功率，而非对角元素可等效为信号功率，进而估计PDCCH REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。这是步骤S16的第一种实现方式。

[0027] 进一步地，所述步骤S16中，当采用正确的PDCCH DMRS序列解扰时，REG捆绑级的信噪比如公式十七所示。

[0028] （公式十七）。

[0029] 当PDCCH DMRS解扰序列和基站端发送的参考信号不一致时，REG捆绑级的信噪比如公式二十一所示。

[0030] （公式二十一）。

[0031] 其中，r10表示矩阵 第1行第0列的元素，r21表示矩阵 第2行第1列的元素， 表示频域解扰后的信道的相关矩阵，σ2表示频域解扰后的信道的噪声功率。这是步骤S16的第一种实现方式的详细说明，并给出了两种不同情形下的REG捆绑级的信噪比的计算方式。

[0032] 优选地，所述步骤S16中，当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL类型A或类型D关系时，对PDCCH DMRS解扰后的信道进行滤波，使用滤波前的信道和滤波后的信道的差值来计算噪声功率，而滤波后的信道为信号功率，进而估计PDCCH REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。这是步骤S16的第二种实现方式。

[0033] 进一步地，所述步骤S16中，当解扰序列不正确时，REG捆绑级的信噪比如公式二十七所示。

[0034] （公式二十七）。

[0035] 当解扰序列正确时，REG捆绑级的信噪比如公式三十三所示。

[0036] （公式三十三）。

[0037] 其中，SNRmmse表示LMMSE滤波后的信噪比，E()表示取统计平均的运算符，Hmmse(k,)表示LMMSE滤波后的信道，Nmmse(k,)表示LMMSE滤波后的噪声，右上角的“ ”表示共轭求逆运算，H表示真实信道，σ2表示频域解扰后的信道的噪声功率，SNRmmse表示LMMSE滤波后的信噪比，SNRThreshold表示参考信噪比。这是步骤S16的第二种实现方式的详细说明，并给出了两种不同情形下的REG捆绑级的信噪比的计算方式。

[0038] 进一步地，所述步骤S18中，对一个PDCCH候选中的所有PDCCH REG捆绑级的信噪比求平均来获得当前PDCCH候选的平均信噪比；若当前PDCCH候选的平均信噪比小于参考信噪比门限值，则认为当前PDCCH候选无效，不再进行当前PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，认为当前PDCCH候选有效，继续进行当前PDCCH候选的后续盲检步骤。这是步骤S18的详细说明。

[0039] 本申请还提出了一种NR系统进行DCI盲检的装置，包括计算单元一、信道估计单元、计算单元二、计算单元三和判断单元。所述计算单元一用来基于网络侧配置的参数获取准共站址QCL关系，计算参考信噪比门限值。所述信道估计单元用来在控制资源集CORESET上，基于预编码粒度对物理下行控制信道PDCCH的解调参考信号DMRS采用线性最小均方误差LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。所述计算单元二用来在PDCCH DMRS信道估计阶段以资源元素组REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比。所述计算单元三用来在PDCCH DMRS信道估计阶段基于每一个REG捆绑级的信噪比以PDCCH候选为单位计算每一个PDCCH候选级的平均信噪比。所述判断单元用来在下行控制信息DCI盲检PDCCH候选前，判断当前PDCCH候选的平均信噪比是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。本申请由判断单元基于信噪比对DCI的盲检进行预筛选，具体而言是在DCI盲检前对待检查的PDCCH候选的信噪比进行判决，避免对无效的PDCCH候选进行复杂的解调、解码和CRC检验等计算。

[0040] 本申请取得的技术效果是降低基带数据处理时延和能耗。本申请中，UE通过充分使用已知的QCL信息，其中QCL信息包括SSB或者CSI-RS与PDCCH CORESET的QCL关系，以及SSB或者CSI-RS的信噪比，只需在DCI盲检前预先判断待盲检的PDCCH候选的平均信噪比SNRcandi是否满足一定门限，若小于某一门限值，则结束该PDCCH候选的后续盲检过程，这样就可以提高UE盲检DCI的效率，降低UE盲检DCI的计算量和能量消耗，达到降低基带数据处理时延和能耗的效果。由于5G网络可能在1个时隙的下行传输带宽上配置最大44个PDCCH候选，这44个PDCCH候选可以分布在最大10个PDCCH搜索空间的最大3个CORESET上，所以，UE需要从上述最大44个PDCCH候选中盲检出网络发送给自己的DCI信息。而5G网络为了提高系统容量和所调度的用户数，往往会在一个时隙的同一个搜索空间的同一个CORESET上同时调度多个UE用户，且不同UE之间使用不同的PDCCH候选来避免相互干扰，而UE自己不知道哪个PDCCH候选属于自己，只能通过盲检来获取自己的DCI信息。UE在DCI盲检时，如果基于网络调度的非本UE的PDCCH候选资源进行盲检计算，将无法获取正确的DCI信息，进而导致盲检效率下降、盲检计算量增加而导致的能量消耗增加等。本申请根据所述准则预先剔除一部分网络调度的非本UE的PDCCH候选，来提高DCI盲检效率、降低UE盲检能耗。

附图说明

[0041] 图1是本申请提供的NR系统进行DCI盲检的方法的流程图。

[0042] 图2是本申请提供的NR系统进行DCI盲检的装置的结构示意图。

[0043] 图中附图标记说明：10为计算单元一、20为信道估计单元、30为计算单元二、40为计算单元三、50为判断单元。

具体实施方式

[0044] 请参阅图1，本申请提供的NR系统进行DCI盲检的方法包括如下步骤。

[0045] 步骤S12：基于网络侧配置的参数获取QCL（Quasi co-location，准共站址，也称准共址、准同位）关系，计算参考信噪比门限值SNRref。

[0046] 步骤S14：在CORESET上，基于预编码粒度（precoder granularity）对PDCCH DMRS采用LMMSE（Linear Minimum Mean Square Error，线性最小均方误差）准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。

[0047] 步骤S16：在PDCCH DMRS信道估计阶段以REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。

[0048] 步骤S18：在DCI盲检PDCCH候选前，先基于每一个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle计算出当前PDCCH候选上的平均信噪比SNRcandi。一个PDCCH候选集合上可能存在多个PDCCH REG捆绑，所以需要以一个PDCCH候选对应的多个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle的平均值作为该PDCCH候选的平均信噪比SNRcandi。随后判断当前PDCCH候选的平均信噪比SNRcandi是否小于参考信噪比门限值SNRref，用来判断当前PDCCH候选是否有效。若SNRcandi＜SNRref，则认为当前PDCCH候选无效，无需再进行后续盲检步骤，停止该PDCCH候选的后续盲检步骤。否则，认为当前PDCCH候选有效，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤。重复步骤S18处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。

[0049] NR系统中，CORESET配置比较灵活，在某个时隙内可能会集中调度多个DCI，需要UE能够及时解调、解码对应的DCI信息。为提高DCI盲检效率，减少功耗，本申请在步骤S18中基于信噪比对DCI的盲检进行预筛选，具体而言是在DCI盲检前对待检查的PDCCH候选的信噪比进行判决，避免对无效的PDCCH候选进行复杂的解调、解码和CRC（cyclic redundancy check，循环冗余校验）检验等计算。为应对复杂多变的通信环境，需要设计合理的信噪比判决门限，以避免判决条件较松时不能区分出无效的PDCCH候选，或者判决条件较严时剔除了有效的PDCCH候选。

[0050] 所述步骤S12中，所述网络侧配置的参数是指Search space set（搜索空间集）和CORESET的配置参数。所述获取QCL关系是指获取与当前CORESET的PDCCH DMRS具有QCL关系的信道或RS（reference signal，参考信号）信号，可能是SSB（Synchronization Signal Block，同步信号块）信号或者时间/频率跟踪的CSI-RS（CSI-RS for time/frequency tracking。其中CSI-RS表示Channel-state information reference signal，信道状态信息参考信号）信号。当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL关系，则基于SSB信号的信噪比来计算参考信噪比门限值。当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL关系，则基于时间/频率跟踪的CSI-RS信号的信噪比来计算参考信噪比门限值。

[0051] 当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL-TypeA/D（QCL类型A或类型D）关系时，基于SSB信号的信噪比来计算参考信噪比SNRThreshold是指：根据NR协议规定，如果两个参考信号具有QCL-TypeA/D的关系，可认为两类信号具有相同的特性，如果再已知了基站发送信号SSB和PDCCH DMRS的功率因子，以及UE接收信号SSB和PDCCH DMRS信号的功率，就可以计算出参考信噪比SNRThreshold。由于基站发送的PDCCH DMRS和SSB信号功率可能不同，UE端可根据网络配置的PDCCH DMRS和SSB功率因子，将SSB的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再计算参考信噪比SNRThreshold，这样就可以消除资源映射时功率因子的影响，并可用于筛选有效的PDCCH候选。为消除计算精度等不确定因素的影响，根据参考信噪比SNRThreshold所在范围来设定不同等级的冗余信噪比SNRΔ，SNRΔ≤0，最终的参考信噪比门限值SNRref＝SNRThreshold＋SNRΔ。比如，当0＜SNRThreshold≤L1时，设置SNRΔ＝snrlevel1。

[0052] 当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL-TypeA/D关系时，基于时间/频率跟踪的CSI-RS信号的信噪比来计算参考信噪比SNRThreshold是指：如果两个参考信号具有QCL-TypeA/D的关系，可认为两类信号具有相同的特性，如果再已知了基站发送信号CSI-RS和PDCCH DMRS的功率因子，以及UE接收信号CSI-RS和PDCCH DMRS信号的功率，就可以计算出参考信噪比SNRThreshold。由于基站发送的PDCCH DMRS和时间/频率跟踪的CSI-RS信号功率可能不同，UE端可根据网络配置的PDCCH DMRS和时间/频率跟踪的CSI-RS功率因子，将时间/频率跟踪的CSI-RS的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再计算参考信噪比SNRThreshold，这样就可以消除资源映射时功率因子的影响，并可用于筛选有效的PDCCH候选。为消除计算精度等不确定因素的影响，根据参考信噪比SNRThreshold所在范围来设定不同等级的冗余信噪比SNRΔ，SNRΔ≤0，最终的参考信噪比门限值SNRref＝SNRThreshold＋SNRΔ。比如，当0＜SNRThreshold≤L1时，设置SNRΔ＝snrlevel1。

[0053] 所述步骤S14中，获取PDCCH REG的时频位置，计算频域接收信号中PDCCH DMRS的时频位置；获取当前UE的NID，用于计算PDCCH DMRS序列；NID可能是高层配置的PDCCH DMRS扰码标识，也可能是小区ID即 ；获取REG捆绑的大小，用于指示计算信噪比的粒度。以上内容之间没有顺序要求。对CORESET上所有潜在的PDCCH DMRS频域接收信号做LS（Least Squares，最小二乘法）估计，获得解扰后的信道HLS，如公式三所示。

[0054] （公式三）。

[0055] 其中，HLS(k,)表示第k个子载波、第 个OFDM符号上所对应的RE（Resource Element，资源单元）解扰后的信道，其中RE可表示某一对k和的组合所对应的时频资源位置。右上角的“ ”表示共轭求逆运算，Y(k,)表示UE接收信号，H(k,)表示信道，N(k,)表示UE接收噪声，NLS(k,)表示解扰后的信号噪声，XBS(k,)为基站在某个时隙的第个OS（OFDM signal，OFDM符号）符号的第k个子载波上映射的数据，可能是PDSCH、或者PDCCH、或者噪声。XUE(k,)为UE基于CORESET的配置计算获得的PDCCH DMRS序列。

[0056] 当XBS(k,)和XUE(k,)相同时，第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,)如公式四所示。

[0057] （公式四）。

[0058] 当XBS(k,)和XUE(k,)不同时，第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,)如公式五所示。

[0059] （公式五）。

[0060] 公式五中，XPN0(k,)为第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE的等效随机序列，如公式六所示。此时，不同RE位置的解扰后的信道将不相关。

[0061] （公式六）。

[0062] 为提高PDCCH DMRS信道估计的准确性，一般采用LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波，以降低噪声的影响。

[0063] 所述步骤S16中，在预编码粒度内，根据REG捆绑的大小计算每个REG捆绑上PDCCH DMRS位置的信噪比SNRregBundle。根据不同的应用场景，如：PDCCH DMRS和SSB信号是QCL-TypeA/D关系时，或者PDCCH DMRS和时间/频率跟踪的CSI-RS信号（即TRS，tracking reference signal，跟踪参考信号）是QCL-TypeA/D关系时，分别有如下两种计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle的方案。

[0064] 方案一：当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL-TypeA/D关系时，在计算时频二维LMMSE滤波系数时，需要计算出频域解扰后的信道HLS的相关矩阵RHH和噪声功率σ2，基于上述信息计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle，详细说明在下文。

[0065] 方案二：当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL-TypeA/D关系时，PDCCH DMRS在计算时域、频域LMMSE二维滤波时，直接使用时间/频率跟踪的CSI-RS信号给出的相关矩阵RHH和噪声功率σ2来计算滤波系数w。该相关矩阵RHH是对PDP（power delay profile，功率时延谱）做FFT（fast fourier transform，快速傅里叶变换）变换得到的，无需计算。因此，在REG捆绑粒度上，采用滤波前和滤波后的信道估计值来计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle，详细说明在下文。

[0066] 所述步骤S18中，基于每一个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle计算出待盲检的当前PDCCH候选上的平均信噪比SNRcandi，如公式七所示。

[0067] （公式七）。

[0068] 其中，RegBundleSet表示该PDCCH候选上的REG捆绑集合，BundleNum表示该PDCCH候选上的REG捆绑的数量。

[0069] 作为一个示例，所述步骤S16中，计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle的方案一具体包括如下内容。方案一是将PDCCH DMRS解扰后的信道HLS根据滤波阶数组成对应的相关矩阵RHH，并根据相关矩阵RHH对角元素和非对角元素的差值来计算噪声功率，而非对角元素可等效为信号功率，进而可用来估计PDCCH REG捆绑的SNRregBundle。

[0070] PDCCH DMRS在时域、频域LMMSE二维滤波时的滤波系数w如公式八所示。

[0071] （公式八）。

[0072] 其中，RHH表示理想信道H的相关矩阵， 表示频域解扰后的信道HLS的相关矩阵，σ2表示频域解扰后的信道HLS的噪声功率，I表示单位矩阵， 表示矩阵求逆运算，rHH为RHH某一列。频域解扰后的信道HLS的相关矩阵 为预编码粒度内矢量累加后的结果，以三阶滤波为例，在完成REG捆绑的频域上N个PRB（physical resource block，物理资源块）累加后，再在时域M个PDCCH DMRS符号上累加，如公式九所示。

[0073]（公式九）。

[0074] 其中，T表示时域集合，F表示频域集合，HLS(k-1,)表示第k-1个子载波以及第个OFDM符号上的解扰后的信道，HLS(k,)表示第k个子载波以及第个OFDM符号上的解扰后的信道，HLS(k+1,)表示第k+1个子载波以及第个OFDM符号上的解扰后的信道，k≥0。M表示REG捆绑的频域上的PRB数量，N表示REG捆绑的时域上的PDCCH DMRS符号数量。

[0075] 进一步，由于 ，为计算 ，需要计算出噪声功率 ，令公式十成立。

[0076] （公式十）。

[0077] 其中，r00表示矩阵 第0行第0列的元素，r01表示矩阵 第0行第1列的元素，以此类推。

[0078] 方案一的情况一，当采用正确的PDCCH DMRS序列解扰时有公式十一至公式十五成立。

[0079] （公式十一）。

[0080] 其中，E()表示取统计平均的运算符，HLS(1)表示元素r11对应的解扰后的信道，H(1)表示元素r11对应的真实信道，NLS(1)表示元素r11对应的解扰后的噪声。

[0081] （公式十二）。

[0082] 其中，H(0)表示元素r00所对应的真实信道。

[0083] （公式十三）。

[0084] （公式十四）。

[0085] 其中，HLS(0)表示元素r10对应的解扰后的信道。

[0086] （公式十五）。

[0087] 其中，H(2)表示元素r21对应的真实信道。

[0088] 假设相邻子载波的真实信道H近似相同，则有r00≈r11≈r22，噪声功率如公式十六所示。

[0089] （公式十六）。

[0090] 在计算LMMSE滤波系数时，必须有上述步骤，所以只需再增加一步计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle的步骤，其中(r10+r21)/2可近似为信号功率，所以有公式十七成立。

[0091] （公式十七）。

[0092] 方案一的情况二，当PDCCH DMRS解扰序列和基站端发送的参考信号不一致时，有公式十八至公式十九成立。

[0093] （公式十八）。

[0094] 其中，XPN(1)和XPN(0)分别表示元素r11、元素r00对应的随机序列，NLS(1)和NLS(0)分别表示元素r10对应的连续两个子载波相对编号为0和1解扰后的噪声。

[0095] （公式十九）。

[0096] 假设相邻子载波的真实信道H近似相同，乘以幅度为1的随机序列后功率不变，则有r00≈r11≈r22，采用公式二十计算噪声功率。

[0097] （公式二十）。

[0098] 由于信号功率近似为0，所以有公式二十一成立。

[0099] （公式二十一）。

[0100] 由公式十七可知，当某一个PDCCH DMRS的REG捆绑是目标捆绑时，所对应的REG捆绑级的信噪比是大概率远大于0。由公式二十一可知，当某一个PDCCH DMRS的REG捆绑不是目标捆绑时，所对应的REG捆绑级的信噪比近似为0。

[0101] 作为一个示例，所述步骤S16中，计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle的方案二具体包括如下内容。方案二是对PDCCH DMRS解扰后的信道HLS进行滤波，使用滤波前的信道和滤波后的信道的差值来计算噪声功率，而滤波后的信道为信号功率，进而可以来估计PDCCH REG捆绑的SNRregBundle。

[0102] 根据LMMSE准则可得时频二维LMMSE滤波系数w，如公式二十二所示。

[0103] （公式二十二）。

[0104] 以三阶滤波为例，假设滤波系数w(k-1)=w(k)=w(k+1)=1/3，且H(k-1,)=H(k,)=H(k+1,)时，对第k个子载波滤波加权滤波。其中w(k-1)、w(k)、w(k+1)分别表示子载波k-1、子载波k和子载波k+1分别对应的滤波系数。H(k-1,)、H(k,)、H(k+1,)分别表示同一OFDM符号下，子载波k-1、子载波k和子载波k+1分别对应的真实信道。

[0105] 方案二的情况一，若解扰序列不正确，则有如下滤波结果，如公式二十三所示。

[0106]（公式二十三）。

[0107] 其中，NLS(k-1,)表示第k-1个子载波以及第个OFDM符号上的解扰后的噪声，NLS(k,)表示第k个子载波以及第个OFDM符号上的解扰后的噪声，NLS(k+1,)表示第k+1个子载波以及第个OFDM符号上的解扰后的噪声，Hmmse(k,)表示LMMSE滤波后的信道。XPN(k-1,)为第k-1个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE随机序列，XPN(k,)为第k个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE随机序列，XPN(k+1,)为第k+1个子载波、第个OFDM符号上所对应的RE随机序列。

[0108] 由于 ，令公式二十四成立。

[0109]（公式二十四）。Nmmse(k,)表示LMMSE滤波后的噪声。

[0110] 对应的噪声功率如公式二十五所示。

[0111]（公式二十五）。

[0112] 其中， ， ，不相关的信号之间做相关后均值为0。

[0113] 噪声功率可表述为公式二十六。

[0114]（公式二十六）。

[0115] 对REG捆绑对应的 个子载波和 个符号上的信号和噪声功率分别求平均后，如公式二十七所示。

[0116] （公式二十七）。

[0117] 其中，SNRmmse表示LMMSE滤波后的信噪比，H表示真实信道。

[0118] 方案二的情况二，若解扰序列正确，则有如下滤波结果，如公式二十八所示。

[0119]（公式二十八）。

[0120] 由于 ，令公式二十九成立。

[0121] （公式二十九）。

[0122] 对应的噪声功率如公式三十所示。

[0123] （公式三十）。

[0124] 噪声功率可表述为公式三十一。

[0125] （公式三十一）。

[0126] 对REG捆绑对应的k个子载波和个符号上的信号和噪声功率分别求平均后，如公式三十二所示。

[0127] （公式三十二）。

[0128] 假设参考信噪比SNRThreshold就是实际的信噪比， ，则有公式三十三成立。

[0129] （公式三十三）。

[0130] 与图1相对应地，本申请提供的NR系统进行DCI盲检的装置包括计算单元一10、信道估计单元20、计算单元二30、计算单元三40和判断单元50，如图2所示。

[0131] 所述计算单元一10用来基于网络侧配置的参数获取QCL关系，计算参考信噪比门限值SNRref。

[0132] 所述信道估计单元20用来在CORESET上，基于预编码粒度对PDCCH DMRS采用LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。

[0133] 所述计算单元二30用来在PDCCH DMRS信道估计阶段以REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。

[0134] 所述计算单元三40用来在PDCCH DMRS信道估计阶段基于每一个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle以PDCCH候选为单位计算每一个PDCCH候选级的平均信噪比SNRcandi。

[0135] 所述判断单元50用来在DCI盲检PDCCH候选前，判断当前PDCCH候选的平均信噪比SNRcandi是否小于参考信噪比门限值SNRref；若SNRcandi＜SNRref，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。

[0136] 以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。