谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法及变换器

摘要

本发明涉及一种谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法，所述谐振式双有源桥逆变器包括直流侧桥式结构、谐振腔和交流侧桥式结构，该方法中，直流侧桥式结构的多个开关的开启时间具有设定时间差，交流侧桥式结构在正、负半周期内分别有一半开关处于关断状态，另一半开关处于开启状态。与现有技术相比，本发明利用断续电流模式，完全消除回流功率，可以在所有开关实现软开关。这样既减小了开关损耗，又减小了导通损耗，可以极大地提高功率传递效率。

权利要求

1.一种谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法，所述谐振式双有源桥逆变器包括直流侧桥式结构、谐振腔和交流侧桥式结构，其特征在于，该方法中，直流侧桥式结构的多个开关的开启时间具有设定时间差，交流侧桥式结构在正、负半周期内分别有一半开关处于关断状态，另一半开关处于开启状态；

所述设定时间差基于占空比d获得，该占空比d由交直流电压、输出电流的关系确定；

所述交流侧桥式结构为半桥结构时，占空比d的表达式为：其中，U1是直流电压，U2是交流电压，fr是开关频率，C是谐振腔电容，Rload是负载电阻，n是匝数比；

所述交流侧桥式结构为全桥结构时，占空比d的表达式为：其中，U1是直流电压，U2是交流电压，fr是开关频率，C是谐振腔电容，Rload是负载电阻，n是匝数比。

2.根据权利要求1所述的谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法，其特征在于，所述直流侧桥式结构和交流侧桥式结构的控制信号的频率为谐振频率，且上升沿对齐。

3.根据权利要求1所述的谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法，其特征在于，所述交流侧桥式结构为半桥结构时，占空比d的最大值为：

4.根据权利要求1所述的谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法，其特征在于，所述交流侧桥式结构为全桥结构时，占空比d的最大值为：

5.一种直流‑交流半桥功率变换器，其特征在于，该变换器以如权利要求1所述的调制方法进行调制。

6.一种直流‑交流全桥功率变换器，其特征在于，该变换器以如权利要求1所述的调制方法进行调制。

7.一种功率变换器，其特征在于，该变换器以如权利要求1所述的调制方法进行调制。

说明书

谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法及变换器

技术领域

[0001] 本发明涉及功率变换技术领域，尤其是涉及一种谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法及变换器。

背景技术

[0002] 随着新能源发电、分布式发电、智能电网等技术的发展，直流‑交流的功率变换应用场景越来越多，目前最常用的是直流‑交流功率变换设备。为了提高功率密度、减小开关
损耗和导通损耗，LC串联谐振被引入双有源桥功率变换器中，构成谐振式双有源桥逆变器。
由于交流侧的电压极性会发生变化，普通的直流‑直流功率变换器会发生反向短路，无法直
接应用于交流系统。对于专门为直流‑交流变换设计的功率变换器，由于交流侧的瞬时功率
变化很大，以往的调制方法通常利用回流功率来调整功率传输。然而，这会产生较高的导通
损耗，降低了功率传递的效率。另外，很多调制方法使用了硬开关技术，这会导致较高的开
关损耗，同样降低了功率传递效率。

[0003] 现有的一种直流‑交流半桥功率变换器拓扑结构如图1所示。直流侧使用一个电容稳压，并连接一个全桥结构，全桥的输出电压连接到高频变压器的输入端口。高频变压器的
匝数比为1:n。谐振腔由电感L和电容C串联构成，连接在高频变压器的输入端和全桥之间。
高频变压器的输出端口通过半桥，最终连接到交流侧。交流侧通过两个串联的电容稳压。对
于上述拓扑结构，传统的调制方式是基波调制。这种方法中，全桥和半桥的开关频率均为
fr，其中fr代表谐振腔的谐振频率，可以由下方的公式计算得到。全桥产生信号的占空比为
d，半桥产生方波，全桥和半桥产生的波形中心对齐。通过改变全桥的占空比，来调整半桥输
出电压。基波调制一个开关周期内的信号及电流电压波形如图2所示。在一个周期内每个开
关受开关信号控制，可以使全桥输出电压u1＝0，u1＝U1或者u1＝‑U1，交流侧的半桥可以输出
电压u2＝U2/2或者u2＝‑U2/2。在谐振频率上，谐振腔的阻抗为零，因此两侧电压u1和u2在高
频变压器一次侧的基波幅值会自动达到相等的值。它们的基波幅值分别为：

[0004]

[0005]

[0006] 由此可以得到占空比与输出电压U2的关系：

[0007]

[0008] 现有的一种直流‑交流全桥功率变换器拓扑结构如图3所示。与上述的半桥功率变换器类似，将交流侧的半桥换为全桥结构。直流侧使用一个电容稳压，并连接一个全桥结
构，全桥的输出电压连接到高频变压器的输入端口。高频变压器的匝数比为1:n。谐振腔由
电感L和电容C串联构成，连接在高频变压器的输入端和直流侧全桥之间。高频变压器的输
出端口通过交流侧全桥，最终连接到交流侧母线。交流侧母线通过两个串联的电容稳压。在
直流‑交流全桥功率变换器中使用单移相控制，开关信号和波形如图4所示。和半桥结构相
比，全桥结构有更多的开关，因此需要更多的控制信号。直流侧的全桥可以输出电压u1＝0，
u1＝U1或者u1＝‑U1，交流侧的半桥可以输出电压u2＝U2或者u2＝‑U2。在谐振频率上，谐振腔
的阻抗为零，因此两侧电压u1和u2在高频变压器一次侧的基波幅值会自动达到相等的值。它
们的基波幅值分别为：

[0009]

[0010]

[0011] 由此可以得到占空比与输出电压U2的关系：

[0012]

[0013] 上述现有调制在运行过程中会产生回流功率。如图2和图4所示，在开关周期的初始处，直流侧的电压为正，但是电流为负，功率从交流侧流向直流侧，与整体的功率流动方
向相反。回流电流在低功率的工作条件下尤为明显。直流‑交流变换运行过程中，瞬时功率
不断变化，在交流过零点附近会有较长时间处于低功率状态，因此基波调制或单移相控制
的综合功率传输效率较低。

[0014] 此外，全桥和半桥关断的瞬间或在两侧全桥判断的瞬间，有电流正向通过开关管，这导致开关过程为硬开关。硬开关会造成较高的开关损耗，还可能会导致开关过程中电流
电压震荡，出现过压或者过流损坏开关管。

发明内容

[0015] 本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法及变换器，有效提高功率传递效率。

[0016] 本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

[0017] 一种谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法，所述谐振式双有源桥逆变器包括直流侧桥式结构、谐振腔和交流侧桥式结构，该方法中，直流侧桥式结构的多个开关的
开启时间具有设定时间差，交流侧桥式结构在正、负半周期内分别有一半开关处于关断状
态，另一半开关处于开启状态。

[0018] 进一步地，所述直流侧桥式结构和交流侧桥式结构的控制信号的频率为谐振频率，且上升沿对齐。

[0019] 进一步地，所述设定时间差基于占空比d获得，该占空比d由交直流电压、输出电流的关系确定。

[0020] 进一步地，所述交流侧桥式结构为半桥结构时，占空比d的表达式为：

[0021]

[0022] 其中，U1是直流电压，U2是交流电压，fr是开关频率，L是谐振腔电感，C是谐振腔电容，Rload是负载电阻，n是匝数比。

[0023] 进一步地，所述交流侧桥式结构为半桥结构时，占空比d的最大值为：

[0024]

[0025] 进一步地，所述交流侧桥式结构为全桥结构时，占空比d的表达式为：

[0026]

[0027] 其中，U1是直流电压，U2是交流电压，fr是开关频率，L是谐振腔电感，C是谐振腔电容，Rload是负载电阻，n是匝数比。

[0028] 进一步地，所述交流侧桥式结构为全桥结构时，占空比d的最大值为：

[0029]

[0030] 本发明还提供一种直流‑交流半桥功率变换器，该变换器以所述的调制方法进行调制。

[0031] 本发明还提供一种直流‑交流全桥功率变换器，该变换器以所述的调制方法进行调制。

[0032] 本发明还提供一种功率变换器，该变换器以所述的调制方法进行调制。

[0033] 与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

[0034] 1、本发明方法中直流侧桥式结构的多个开关的开启时间具有设定时间差，以使得在一个开关周期内，电流非连续导通状态，在断续导通模式中，电流达到零之后会保持一段
时间零电流，在这段时间内不导通，可以完全消除回流功率。

[0035] 2、本发明方法可以在所有开关实现软开关，使电流先降到零再缓慢上长升到继态值，在每半个周期开始和结束时，电感电流均为零，这样既减小了开关损耗，又减小了导通
损耗，近似为零，可以极大地提高功率传递效率。

[0036] 3、本发明对占空比的计算进行设计，保证稳定运行的范围。

附图说明

[0037] 图1为直流‑交流半桥功率变换器拓扑结构示意图；

[0038] 图2为基波调制下直流‑交流半桥功率变换器的开关信号和波形示意图；

[0039] 图3为直流‑交流全桥功率变换器拓扑结构示意图；

[0040] 图4为单移相调制下直流‑交流全桥功率变换器的开关信号和波形示意图；

[0041] 图5为本发明调制方法下的直流‑交流半桥功率变换器的开关信号和波形示意图；

[0042] 图6为本发明调制方法下的直流‑交流全桥功率变换器的开关信号和波形示意图。

具体实施方式

[0043] 下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于
下述的实施例。

[0044] 关键术语及其定义

[0045] 谐振式双有源桥：一种隔离式功率变换装置，由两个桥式结构、谐振腔和高频变压器组成。谐振腔由电感和电容串联构成。

[0046] 逆变器：一种将直流电转换为交流电的功率变换装置。

[0047] 断续导通模式：在一个开关周期内，电流非连续导通状态。在断续导通模式中，电流达到零之后会保持一段时间零电流，在这段时间内不导通。

[0048] 回流电流：在双有源桥运行的一个开关周期中，有一部分电流与电压的极性相反。

[0049] 回流功率：由于回流电流的极性与电压相反，会导致瞬时功率为负，称为回流功率。回流功率会导致传输的总功率减小。

[0050] 硬开关：开关器件(MOSFET或IGBT)的电流或电压先上升到断态值，电压或电流再下降到零。在这期间存在一段时间电压和电流均较大，因此会产生较高的开关损耗。

[0051] 软开关：一种降低开关器件(MOSFET或IGBT)的开关损耗的技术，是相对于硬开关而言。软开关技术要求电流或电压先降到零，电压或电流再缓慢上升到断态值，所以开关损
耗近似为零。

[0052] 调制方法：电力电子设备开关信号的极性和时序。

[0053] 本发明提供一种谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法，该方法中，直流侧桥式结构的多个开关的开启时间具有设定时间差，交流侧桥式结构在正、负半周期内分
别有一半开关处于关断状态，另一半开关处于开启状态。该方法利用断续电流模式，完全消
除回流功率，可以在所有开关实现软开关。这样既减小了开关损耗，又减小了导通损耗，可
以极大地提高功率传递效率。

[0054] 实施例1

[0055] 本实施例将上述调制方法应用于如图1所示的直流‑交流半桥功率变换器上，直流侧全桥的四个开关开启时间有一定的时间差。其中，直流侧全桥的开关S1和S2同时开启关
断，开关S3和S4同时开启关断，开关S1和S2与开关S3和S4的开启时间有一定时间差；在正半周
期内，交流侧开关S5和S7处于关断状态，开关S6和S8同时开启关断，且与开关S3和S4开启时间
一致，在负半周期内相反。

[0056] 本实施例的双有源桥控制方法的控制信号和电压电流波形如图5所示。全桥和半桥的控制信号的频率为谐振频率fr，且上升沿对齐。在半桥拓扑上运行时，功率变换器工作
时需要满足U1>U2/2。交流电压U2存在正负极性，针对不同的极性，有不同的开关信号，但是
电压电流波形是相同的。

[0057] 每一个周期可以分为正半周期和负半周期两部分。从t＝0到t＝T/2是正半周期，从t＝T/2到t＝T是负半周期。正负半周期的占空比相同，电流电压的幅值相同极性相反。下
面详细介绍U2>0条件下正半周期的工作原理。

[0058] 从t＝0到t＝dT/2期间，直流侧全桥的输出电压为u1＝U1，交流侧半桥的输出电压为u2＝U2/2。电感两端的电压为uL＝U1‑U2/2>0，因此电流从零开始上升。其中d称为占空比，
是一个控制变量，根据设定的两侧电压和输出电流的不同而改变。

[0059] 从t＝dT/2到t＝T/2期间，直流侧全桥输出电压变为u1＝0，交流侧电压不变，电感电流由于其连续性继续下降，电容电压也因此继续下降。在t＝T/2之前的电感电流会下降
至零，电容电压降至负向最大值‑uc_max。由于开关S5处于关断状态，电流无法反向流经S5，
电感电流无法继续下降，因此一直保持零电流直至正半周期结束。电容电压也因此一直保
持‑uc_max直至正半周期结束。

[0060] 负半周期的运行与正半周期类似，只是极性相反，不再赘述。

[0061] 在半桥拓扑上运行时，占空比d与交直流电压、输出电流的关系可以计算如下：

[0062]

[0063] 其中，U1是直流电压，U2是交流电压，fr是开关频率，L是谐振腔电感，C是谐振腔电容，Rload是负载电阻，n是匝数比。

[0064] 为了保证电感电流可以在半周期内回归零，占空比的最大值为：

[0065]

[0066] 上述零回流功率调制方法在全负载域均可以完全消除回流功率，减小了导通损耗。此外，在各个开关开启时刻，流过开关的电流均为零或者负值，都符合软开关条件，实现
了软开关，减小了开关损耗。因此，零回流功率调制方法可以提高直流‑交流功率变换器的
功率传递效率。

[0067] 实施例2

[0068] 本实施例将上述调制方法应用于如图3所示的直流‑交流全桥功率变换器上。其中，直流侧全桥的开关S1和S2同时开启关断，开关S3和S4同时开启关断，开关S1和S2与开关S3
和S4的开启时间有一定时间差；在正半周期内，交流侧开关S5、S7、S9和S11处于关断状态，开
关S6、S8、S10和S12同时开启关断，且与开关S3和S4开启时间一致，在负半周期内相反。

[0069] 本实施例的双有源桥控制方法的控制信号和电压电流波形如图6所示。功率变换器在全桥拓扑上工作时需要满足U1>U2。交流电压U2存在正负极性，针对不同的极性，有不同
的开关信号，但是电压电流波形是相同的。

[0070] 在全桥拓扑上运行时，占空比d与交直流电压、输出电流的关系可以计算如下：

[0071]

[0072] 其中，U1是直流电压，U2是交流电压，fr是开关频率，L是谐振腔电感，C是谐振腔电容，Rload是负载电阻，n是匝数比。

[0073] 为了保证电感电流可以在半周期内回归零，占空比的最大值为：

[0074]

[0075] 上述零回流功率调制方法在全负载域均可以完全消除回流功率，减小了导通损耗。此外，在各个开关开启时刻，流过开关的电流均为零或者负值，都符合软开关条件，实现
了软开关，减小了开关损耗。因此，零回流功率调制方法可以提高直流‑交流功率变换器的
功率传递效率。

[0076] 实施例3

[0077] 本实施例提供一种多个直流‑交流半桥功率变换器或直流‑交流全桥功率变换器并联或者串联使用的变换设备，并采用实施例1和2的调制方法，以达到更高的电流或者电
压。

[0078] 实施例4

[0079] 本实施例提供一种直流‑直流功率变换，采用实施例1或2的调制方法。

[0080] 以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术
人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的
技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。