一种电压输出调节模块转让专利
申请号 : CN202010954558.9
文献号 : CN112068627B
文献日 : 2021-04-09
发明人 : 林玲 , 唐中 , 谭年熊
申请人 : 杭州万高科技股份有限公司
摘要 :
权利要求 :
1.一种电压输出调节模块,包括:低压差线性稳压器,设于所述低压差线性稳压器的采样电路的开关,以及与所述开关的控制端连接的、用于在休眠模式下控制所述开关断开的控制器,其特征在于,还包括:第一MOS管,第二MOS管,第一偏置电流源,第一偏置电压产生电路;
其中,所述第一MOS管的漏极与所述第一偏置电流源的正极均与所述低压差线性稳压器的电压输入端连接,所述第一MOS管的源极与所述低压差线性稳压器的电压输出端连接,第一MOS管的栅极、所述第一偏置电流源的负极、所述第二MOS管的漏极以及所述第二MOS管的栅极连接,所述第二MOS管的源极与所述第一偏置电压产生电路的正极连接,所述第一偏置电压产生电路的负极接地。
2.根据权利要求1所述的电压输出调节模块,其特征在于,所述低压差线性稳压器具体为输出为3.3V的低压差线性稳压器。
3.根据权利要求1所述的电压输出调节模块,其特征在于,所述第一偏置电压产生电路具体采用NMOS管搭建。
4.根据权利要求1所述的电压输出调节模块,其特征在于,还包括第二偏置电流源,第二偏置电压产生电路和电压比较器;
其中,所述第二偏置电压产生电路的正极与所述低压差线性稳压器的电压输入端连接,所述第二偏置电压产生电路的负极与所述第二偏置电流源的正极以及所述电压比较器的正极输入端连接,所述第二偏置电流源的负极接地,所述电压比较器的负极输入端与参考电压信号连接,所述电压比较器的输出端与预设输出MOS管的栅极连接,所述预设输出MOS管的源极与所述低压差线性稳压器的电压输入端连接,所述预设输出MOS管的漏极与所述低压差线性稳压器的电压输出端连接。
5.根据权利要求4所述的电压输出调节模块,其特征在于,所述预设输出MOS管具体为所述低压差线性稳压器的输出MOS管。
6.根据权利要求4所述的电压输出调节模块,其特征在于,所述第二偏置电压产生电路具体为采用PMOS管搭建。
7.根据权利要求4所述的电压输出调节模块,其特征在于,所述电压比较器具体为低功耗电压比较器。
说明书 :
一种电压输出调节模块
技术领域
背景技术
要接近1uA以上的供电,约占控住芯片30%左右的静态功耗。如何进一步降低LDO的功耗,是
本领域技术人员需要解决的技术问题。
芯片的性能;而在休眠模式下,大部分LDO33供电的功能模块被关闭,LDO33只要提供维持后
续电路工作的最低工作电压即可。比如,在正常共工作模式下LDO33需要能在最大负载30mA
下提供3.3V的稳定输出;在休眠模式下,LDO33的负载不会超出100uA,要求的输出最低电压
通常可以到为2.2V。
放大器(EA)模块的功耗,也需要将采样电阻支路上的电流降到最低。由于电阻两端电压固
定,只能通过加大电阻来实现,这就意味的很大的电阻面积消耗。如要想将LDO33的功耗降
低到0.1uA,使用传统的方案,假设先不考虑误差放大器的功耗,采样电阻需要增大到
33Mohm才能满足,成本代价太高,并不适于应用。
发明内容
稳压器的采样电路的开关,以及与所述开关的控制端连接的、用于在休眠模式下控制所述
开关断开的控制器;
连接,第一MOS管的栅极、所述第一偏置电流源的负极、所述第二MOS管的漏极以及所述第二
MOS管的栅极连接,所述第二MOS管的源极与所述第一偏置电压产生电路的正极连接,所述
第一偏置电压产生电路的负极接地。
器的正极输入端连接,所述第二偏置电流源的负极接地,所述电压比较器的负极输入端与
参考电压信号连接,所述电压比较器的输出端与预设输出MOS管的栅极连接,所述预设输出
MOS管的源极与所述低压差线性稳压器的电压输入端连接,所述预设输出MOS管的漏极与所
述低压差线性稳压器的电压输出端连接。
关,以及与开关的控制端连接的、用于在休眠模式下控制开关断开的控制器;其中,第一MOS
管的漏极与第一偏置电流源的正极均与低压差线性稳压器的电压输入端连接,第一MOS管
的源极与低压差线性稳压器的电压输出端连接,第一MOS管的栅极、第一偏置电流源的负
极、第二MOS管的漏极以及第二MOS管的栅极连接,第二MOS管的源极与第一偏置电压产生电
路的正极连接,第一偏置电压产生电路的负极接地。通过在休眠模式下控制低压差线性稳
压器的采样电路断路,使得低压差线性稳压器停止工作,不产生功耗,而利用连接在低压差
线性稳压器的电压输入端与电压输出端之间采用源随器结构连接的第一MOS管,使得低压
差线性稳压器的输出电压跟随第一偏置电压产生电路的输出电压,通过第一偏置电流源加
在第一偏置电压产生电路上的产生的偏置电压就可以控制整个电压输出调节模块的输出
电压。因此,本发明提供了一种无需加大电阻即可进一步降低低压差线性稳压器的功耗的
方案,相较于通过增大采样电阻的阻值来降低功耗的方式,第一偏置电压产生电路可以以
更小的电路成本、空间成本实现目的输出电压,适于实际应用。
附图说明
明的一些实施例,对于本领域普通技术人员来讲,在不付出创造性劳动的前提下,还可以根
据这些附图获得其他的附图。
具体实施方式
本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他
实施例,都属于本发明保护的范围。
压差线性稳压器的采样电路的开关S0,以及与开关S0的控制端连接的、用于在休眠模式下
控制开关S0断开的控制器;
管NM1的栅极、第一偏置电流源IB1的负极、第二MOS管NM0的漏极以及第二MOS管NM0的栅极
连接,第二MOS管NM0的源极与第一偏置电压产生电路U3的正极连接,第一偏置电压产生电
路U3的负极接地。
LDO33_OUT,电压输出端LDO33_OUT与去耦电容C1的第一端连接,去耦电容C1的第二端接地,
LDO33_OUT经过去耦电容后供给负载。输出管PM0的漏级同时连接采样电路,由采样电阻R1、
R2组成。两个采样电阻的中点N3连接误差比较器EA的负极输入端,误差比较器EA的正极输
入端连接参考电压VREF1,误差比较器EA的输出端N4连接输出管PM0的栅极。
工作,ULP_PWR模块输出代替低压差线性稳压器供电。控制器输出控制信号SLEEP_EN还用于
控制误差比较器EA的关断,即在休眠模式下,控制器控制开关S0断开后,进一步控制误差比
较器EA关断,去除原有LDO33的一切损耗。第一MOS管NM1和第二MOS管NM0均为NMOS管。
VLDO33_OUT=VN0‑VGS,NM1。
ULP_PWR模块的输出几乎等于第一偏置电压产生电路U3两端电压,即VLDO33_OUT=VU3。故若需
要输出VLDO33_OUT=3.3V,需要第一偏置电压产生电路U3提供接近3.3V的电压。
在输入电压过高时,第一偏置电流源IB1提供的恒定的偏置电流I1将Gate钳位在(接近)固
定电平(如3.3V),使输出不至于过高,且相较于采用提高采样电阻阻值来降低功耗的方案,
令低压差线性稳压器的输出电压跟随第一偏置电压产生电路的输出电压,在较小的偏置电
流(通常为10nA左右或20nA左右)下就可以实现目标压降,整体功耗可以做到很低,约为
100nA左右。
二极管可以采用NMOS管的二极管或PMOS管的二极管连接实现。为避免击穿管子,第一偏置
电压产生电路U3优选采用NMOS搭建,需要尽量选择随温度/工艺偏差小的器件,同时也需要
考虑过压(栅极电压和阱/衬底之间)和对衬底漏电的影响。此外,因为偏差是叠加的,在实
现所需求电压的同时要尽量使串联的管子个数最小。如需匹配其他类型的低压差线性稳压
器,可以通过调整第一偏置电压产生电路U3中的二极管的类型和数量实现。
开关,以及与开关的控制端连接的、用于在休眠模式下控制开关断开的控制器;其中,第一
MOS管的漏极与第一偏置电流源的正极均与低压差线性稳压器的电压输入端连接,第一MOS
管的源极与低压差线性稳压器的电压输出端连接,第一MOS管的栅极、第一偏置电流源的负
极、第二MOS管的漏极以及第二MOS管的栅极连接,第二MOS管的源极与第一偏置电压产生电
路的正极连接,第一偏置电压产生电路的负极接地。通过在休眠模式下断开控制低压差线
性稳压器的采样电路,关闭EA,使得低压差线性稳压器停止工作,不产生功耗,而利用连接
在低压差线性稳压器的电压输入端与电压输出端之间采用源随器结构连接的第一MOS管,
使得低压差线性稳压器的输出电压跟随第一偏置电压产生电路的输出电压,通过第一偏置
电流源加在第一偏置电压产生电路上的产生的偏置电压就可以控制整个电压输出调节模
块的输出电压。因此,本发明实施例提供了一种无需加大电阻即可进一步降低低压差线性
稳压器的功耗的方案,相较于通过增大采样电阻的阻值来降低功耗的方式,第一偏置电压
产生电路可以以更小的电路成本、空间成本实现目的输出电压,适于实际应用。
电压VDD较低时,作为第一偏置电流源IB1的MOS管将工作在深线性区,MOS管两端的压降几
乎为0,此时第一MOS管NM1会跟随输入电压VDD,输出VLDO33_OUT=VDD‑VGS,NM1。由于物联网芯片
大都需要支持电池、超级电容供电,且电池电压还会因为放电逐渐减小,因此要求主控芯片
有较高的输入电压范围,也即LDO33需要支持宽电压输入。由于电池的放电,VDD的最低工作
电压有可能会低到2.2V,此时如果输出电压再减去一个VGS(约1.0V),将会不能满足LDO33供
电的要求。
较器U2;
极输入端连接,第二偏置电流源IB2的负极接地,电压比较器U2的负极输入端与参考电压信
号连接,电压比较器U2的输出端与预设输出MOS管的栅极连接,预设输出MOS管的源极与低
压差线性稳压器的电压输入端连接,预设输出MOS管的漏极与低压差线性稳压器的电压输
出端连接。
随VDD电压。
生电路U4可以包括多个串联的二极管,一端二极管的阳极为第二偏置电压产生电路U4的正
极,另一端二极管的阴极为第二偏置电压产生电路U4的负极。各二极管可以采用NMOS管的
二极管或PMOS管的二极管连接实现。为避免击穿管子,第二偏置电压产生电路U4优选采为
采用PMOS管搭建,需要尽量选择随温度/工艺偏差小的器件,同时也需要考虑过压(栅极电
压和阱/衬底之间)和对衬底漏电的影响。此外,因为偏差是叠加的,在实现所需求电压的同
时要尽量使串联的管子个数最小。当第二偏置电压产生电路U4导通后,也可以在较小的电
流(通常为10nA左右或20nA左右)下就可以实现目标压降,整体功耗可以做到很低,约为
100nA左右。如需匹配其他类型的低压差线性稳压器或其他负载电压需求,可以通过调整第
二偏置电压产生电路U4中的二极管的类型和数量实现。
输出高电平1;正极输入端的电压小于负极输入端的电压时,输出低电平0。当VDD电压减去
第二偏置电压产生电路U4上的偏置电压后的电压值(即节点N2处的电压)大于参考电压
VREF2时,电压比较器U2输出高电平1使输出MOS管截止;当节点N2处的电压小于参考电压
VREF2时,电压比较器U2输出低电平使输出MOS管导通。
电压产生电路U4的压降为2.4V,设置电压比较器U2的负极输入电压VREF2为1.2V。这样当输
入电压VDD高于3.6V时,节点N2处的电压高于VREF2,电压比较器U2输出高电平1使预设PMOS
管截止,由第一MOS管NM1所在支路输出电压;当输入电压VDD低于3.6V时,节点N2处的电压
将低于VREF2,电压比较器U2翻转输出低电平0,触发预设PMOS管导通,令输出电压VLDO33_OUT
跟随输入电压VDD。这样就可以满足在2.2V~5.5V宽输入电压范围下输出电压能够满足后
续电路的供电需求。其中,参考电压VREF2可以和参考电压VREF1为同一参考电压。
成一个电压比较器U2和第二偏置电压产生电路U4即可,连接方式如上文所述。
常会有POR/BOR电路,电源过低时产生复位,所以LDO33_OUT的输出不能低于芯片的复位电
压。
能超出LDO33供电模块的最高输入电压。
护范围。
施例之间相同相似部分互相参见即可。应当指出,对于本技术领域的普通技术人员来说,在
不脱离本发明原理的前提下,还可以对本发明进行若干改进和修饰,这些改进和修饰也落
入本发明权利要求的保护范围内。
之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且,术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意
在涵盖非排他性的包含,从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那
些要素,而且还包括没有明确列出的其他要素,或者是还包括为这种过程、方法、物品或者
设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下,由语句“包括一个……”限定的要素,并不排
除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。