基于混合型MMC-HVDC的控制方法

摘要

本发明公开一种基于混合型MMC‑HVDC的控制方法，采用调制信号控制调制模块，调制信号包括三种频率成分：由外环控制模块与内环交流电流控制模块级联输出的交流调制信号、桥臂能量均衡控制模块输出的直流调制信号，以及二倍频桥臂环流抑制控制模块输出的二倍频调制信号，交流调制信号、直流调制信号和二倍频调制信号三种信号汇合后形成所述调制信号；外环控制包括有功外环控制与无功外环控制两个环路，内环交流电流控制为典型的dq解耦控制。本发明的控制方法在满足混合型MMC控制系统需要引入直流调制信号和平衡桥臂电压的两各要求的基础上，同时规避原有控制策略较为繁杂的缺点，使得控制系统更加清晰明了，具有更强的可实施性。

权利要求

1.一种基于混合型MMC‑HVDC的控制方法，其特征在于，采用调制信号控制调制模块，所述调制信号包括三种频率成分：由外环控制模块与内环交流电流控制模块级联输出的交流调制信号、桥臂能量均衡控制模块输出的直流调制信号，以及二倍频桥臂环流抑制控制模块输出的二倍频调制信号，所述交流调制信号、直流调制信号和二倍频调制信号三种信号汇合后形成所述调制信号；所述外环控制包括有功外环控制与无功外环控制两个环路，所述内环交流电流控制为典型的dq解耦控制；

所述内环交流电流控制模块和所述二倍频桥臂环流抑制控制模块继承与传统半桥MMC控制相同的控制模块；

所述直流调制信号为直流调制指数Mdc，在拉普拉斯变换下所述直流调制指数Mdc与所述桥臂能量均衡控制模块之间的关系为：其中，Kp+Ki/s为桥臂能量均衡控制器的传递函数，kp为控制器比例系数，ki为积分时间常数，1/s表示积分环节，ucn为桥臂子模块电容额定电压参考值，Ucavg为桥臂子模块电容平均电压实际值；

所述桥臂子模块电容平均电压实际值为：其中，A、B、C表示MMC三相，p、n表示每相上下桥臂，N为桥臂子模块数，uc为每个桥臂子模块电容电压实际值，该式表示将A、B、C三相上下桥臂所有的电容电压求和；

在已知直流额定电压Udcn情况下，则混合型MMC的桥臂子模块电容额定电压参考值ucn为：

其中，M为交流调制比。

说明书

基于混合型MMC‑HVDC的控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电力系统柔性直流输电领域，尤其涉及一种基于混合型MMC‑HVDC的控制方法。

背景技术

[0002] 近年来，柔性直流输电技术迅速发展，而控制系统对于柔性直流输电系统功能的实现至关重要，因此对于控制系统的研究成为研究热点。目前柔性直流输电中常用的电压
源换流器是半桥型模块化多电平换流器，具有制造难度低、损耗成倍下降、阶跃电压降低、
波形质量高、故障处理能力强等优点，因此在柔性直流输电系统中广泛应用，已经有比较成
熟的研究成果。而混合型模块化多电平换流器在具备半桥MMC优点的同时又可以利用全桥
子模块的负电平输出能力，使得混合型MMC具备直流故障处理能力，同时在稳态下也可实现
电压调制比大于1的工况，进而可实现直流降压运行或交流提压运行。控制系统是输电系统
的重要组成部分，因此混合型MMC控制策略的研究具有非常广阔的前景。

[0003] 在MMC柔性直流输电系统中主要使用基于同步旋转坐标系(dq坐标系)及相应的比例‑积分(PI)控制算法，该方法在同步旋转坐标系下建立VSC的数学模型，将abc坐标系下得
三相交流量变换为dq坐标系下的两轴直流量，简化了换流器的数学模型，使控制器的设计
变得简单，且控制效果良好，在柔性直流输电系统中得到广泛应用，因此混合型MMC的控制
策略也基于此控制算法进行研究。

[0004] 基于混合型MMC相对于半桥所增加的优点，使得其对于控制系统又提出来新的要求，由于混合型MMC中引入了可输出负电平的全桥子模块，故调制信号中增加了直流成分控
制自由度，即引入直流调制指数Mdc，可以让混合型MMC迅速跟踪直流电压的变化，因而控制
系统中增加了产生直流调制信号的控制模块。当混合型MMC在交流侧和直流侧都具有独立
的控制，可能会在桥臂电容器上产生能量不平衡的问题，故还需要引入额外的控制回路来
平衡桥臂电压。即相对于半桥MMC的基本控制，混合型MMC的基本控制要能够产生直流调制
信号，同时能够实现桥臂电压均衡控制。目前所使用的混合型MMC的基本控制相对于半桥
MMC增加了直流电流控制回路和桥臂能量均衡控制回路。其一，目前所使用的混合型MMC控
制系统在电流内环控制上引入了直流电流控制环，使得正常运行以及直流故障期间直流电
流被控制住。通过闭环调节桥臂电压参考值的直流分量从而调节混合型MMC的直流端口电
压，从而对于混合型MMC的直流电流进行精确控制，把直流控制环的外环用于控制MMC有功
功率。其二，为了精确地调节直流电压，需要维持功率模块的电容电压处于恒定值，也就是
实现桥臂能量均衡，为此传统混合型MMC将旋转坐标系下的d轴有功功率外环用于控制功率
模块电容电压平均值。但是目前所使用的这种控制方法相对来说较为复杂，增加了内环电
流控制模块，又将原本的有功无功功率外环直接得到旋转坐标系下的内环电流控制器输出
电流参考值的便利性破坏了，使得控制各量之间的耦合关系更为复杂，在应用中容易出错
并且一旦故障难以找到控制的某处环节出现错误。

发明内容

[0005] 针对上述问题，本发明提出一种基于混合型MMC‑HVDC的控制方法，旨在解决传统混合型MMC的控制方法较为复杂的问题。

[0006] 为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：

[0007] 一种基于混合型MMC‑HVDC的控制方法，采用调制信号控制调制模块，所述调制信号包括三种频率成分：由外环控制模块与内环交流电流控制模块级联输出的交流调制信
号、桥臂能量均衡控制模块输出的直流调制信号，以及二倍频桥臂环流抑制控制模块输出
的二倍频调制信号，所述交流调制信号、直流调制信号和二倍频调制信号三种信号汇合后
形成所述调制信号；所述外环控制包括有功外环控制与无功外环控制两个环路，所述内环
交流电流控制为典型的dq解耦控制。

[0008] 在一些实施方式中，所述内环交流电流控制模块和所述二倍频桥臂环流抑制控制模块继承与传统半桥MMC控制相同的控制模块。

[0009] 在一些实施方式中，所述直流调制信号为直流调制指数Mdc，在拉普拉斯变换下所述直流调制指数Mdc与所述桥臂能量均衡控制模块之间的关系为：

[0010]

[0011] 其中，Kp+Ki/s为桥臂能量均衡控制器的传递函数，kp为控制器比例系数，ki为积分时间常数，1/s表示积分环节，ucn为桥臂子模块电容额定电压参考值，Ucavg为桥臂子模块电
容平均电压实际值。

[0012] 在一些实施方式中，所述桥臂子模块电容平均电压实际值为：

[0013]

[0014] 其中，A、B、C表示MMC三相，p、n表示每相上下桥臂，N为桥臂子模块数，uc为每个桥臂子模块电容电压实际值，该式表示将A、B、C三相上下桥臂所有的电容电压求和。

[0015] 在一些实施方式中，在已知直流额定电压Udcn情况下，则混合型MMC的桥臂子模块电容额定电压参考值ucn为：

[0016]

[0017] 其中，M为交流调制比。

[0018] 有益效果为：

[0019] 1.本发明的控制方法在满足混合型MMC控制系统需要引入直流调制信号和平衡桥臂电压的两各要求的基础上，同时规避原有控制策略较为繁杂的缺点，使得控制系统更加
清晰明了，具有更强的可实施性。

[0020] 2.本发明改进的混合型MMC控制方法在半桥型MMC控制策略的基础上加以改进，具有很好的继承性，极大提高了系统稳定性。

附图说明

[0021] 图1为混合型MMC拓扑结构图；

[0022] 图2为本发明具体实施方式公开的基于混合型MMC‑HVDC的控制方法的控制框图。

具体实施方式

[0023] 为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚、明确，下面结合附图和具体实施方式对本发明的内容做进一步详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于
解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了
与本发明相关的部分而非全部内容。

[0024] 本发明在满足混合型MMC控制系统需要引入直流调制信号和平衡桥臂电压的两各要求的基础上，同时采取更为简便可行的控制策略规避原有控制策略的缺点，使得控制系
统更加清晰明了，具有更强的可实施性。混合型MMC拓扑结构相对于半桥型有些区别，如图1
所示，因此其控制策略可在在半桥的基础上做进一步改进。为此本发明在应用成熟的半桥
型MMC控制策略的基础上提出了一种基于混合型MMC‑HVDC的控制方法，该方法可以满足混
合型MMC对于控制系统所提出的新的要求，又能够有效解决混合型MMC原有控制策略的复杂
性带来的问题，同时对于半桥控制系统所使用的策略具有很好的继承性。

[0025] 参阅图2,本实施例提出了一种基于混合型MMC‑HVDC的控制方法，采用调制信号控制调制模块，所述调制信号包括三种频率成分：由外环控制模块与内环交流电流控制模块
级联输出的交流调制信号、桥臂能量均衡控制模块输出的直流调制信号，以及二倍频桥臂
环流抑制控制模块输出的二倍频调制信号，所述交流调制信号、直流调制信号和二倍频调
制信号三种信号汇合后形成所述调制信号；所述外环控制包括有功外环控制与无功外环控
制两个环路，所述内环交流电流控制为典型的dq解耦控制。

[0026] 在内环控制层面，改进的混合型MMC‑HVDC的控制方法具有常规半桥MMC控制的典型特征，包含d轴交流电流控制和q轴交流电流控制两个控制回路。外环控制模块(外环功率
控制器)的控制目标为有功功率和无功功率，并产生交流电流的参考值输出至内环。通过控
制桥臂子模块电容平均电压，实现桥臂能量均衡控制，并且直接由作用在直流调制指数Mdc
上的PI控制器控制。二倍频桥臂环流抑制控制模块主要用于消除桥臂环流中的二倍频分
量。

[0027] 交流调制信号m(t)用于控制基频交流电流，二倍频调制信号mcir(t)用于抑制环流所采用的控制过程，上述两个信号与半桥型MMC控制策略相同，在此过程主要基于同步旋转
坐标系及相应的PI控制算法。在同步旋转坐标系下建立电压源换流器数学模型，将abc坐标
系下的三相交流量变换为dq坐标系下的两轴直流量。

[0028] 输出交流调制信号m(t)采用定PQ控制，根据给定的P*s和Q*s可直接计算出i*vd和*
ivq，为消除稳态误差，加上有功无功功率的负反馈PI调节项，再通过内环电流控制器调节
* *
MMC上下桥臂的差模电压使dq轴电流快速跟踪到其参考值ivd和ivq。由内环电流控制器输
出经过从旋转坐标系到三相坐标系的变换即可得到交流调制信号。

[0029] 同样，输出二倍频调制信号mcir(t)所采用的控制过程与产生交流调制信号的双环控制器相似，将共模电压从三相静止坐标系下经过派克变换转换为旋转坐标系下电流值
icird和icirq，构造一个负反馈控制系统使得输出变量跟踪其指令值icird＝0和icirq＝0。由此
内环电流控制器输出同样经过从旋转坐标系到三相坐标系的变换即可得到二倍频环流抑
制信号。

[0030] 以上两部分均与半桥控制系统相同，继承应用成熟的半桥MMC控制系统，使得混合型MMC控制简便明了。

[0031] 所述内环交流电流控制模块和所述二倍频桥臂环流抑制控制模块继承与传统半桥MMC控制相同的控制模块。

[0032] 所述直流调制信号为直流调制指数Mdc，在拉普拉斯变换下所述直流调制指数Mdc与所述桥臂能量均衡控制模块之间的关系为：

[0033]

[0034] 其中，Kp+Ki/s为桥臂能量均衡控制器的传递函数，kp为控制器比例系数，ki为积分时间常数，1/s表示积分环节，ucn为桥臂子模块电容额定电压参考值，Ucavg为桥臂子模块电
容平均电压实际值。即，直流调制指数Mdc可由桥臂能量均衡控制中的桥臂子模块电容额定
电压参考值ucn和桥臂子模块电容平均电压实际值ucavg经过PI控制器调控所得。

[0035] 所述桥臂子模块电容平均电压实际值为：

[0036]

[0037] 其中，A、B、C表示MMC三相，p、n表示每相上下桥臂，N为桥臂子模块数，uc为每个桥臂子模块电容电压实际值，该式表示将A、B、C三相上下桥臂所有的电容电压求和。即，将三
相上下桥臂子模块电容电压实际值同时相加，得到MMC总子模块电容电压实际值之和，除以
MMC子模块总数，得到桥臂子模块电容平均电压实际值。

[0038] 在已知直流额定电压Udcn情况下，则混合型MMC的桥臂子模块电容额定电压参考值ucn为：

[0039]

[0040] 其中，M为交流调制比。

[0041] 系统稳定时，桥臂子模块电容额定电压参考值ucn和桥臂子模块电容平均电压实际值Ucavg的差值经过PI控制器调节参数以后可以得到稳定的直流调制指数Mdc，直流调制指数
Mdc与混合型MMC直流端口电压Udc之间的关系为：

[0042] Udc＝MdcUdcn

[0043] 因此当系统不稳定时，假设桥臂子模块电容平均电压实际值Ucavg小于桥臂子模块电容额定电压参考值ucn，二者差值为正，经过PI调制器以后，直流调制指数Mdc的数值会略
微浮动上升，则直流端口电压略微上升，使得桥臂电压上升，进一步使桥臂子模块电容平均
值上升，接近参考值，从而实现了桥臂能量均衡控制的目的。在这个不断调节的过程中，最
终达到实际值与参考值相等的状况，此时二者差值为0，经过PI控制器后输出的结果为一稳
定值Mdc，从而直流端口电压趋于稳定参考值。桥臂子模块电容平均电压实际值大于参考值
亦同理。

[0044] 通过混合型MMC改进的控制策略，可以看到混合型MMC的上下桥臂的调制信号mp(t)和mn(t)可以表示为：

[0045]

[0046] 控制系统输出调制信号后，经过混合型MMC特有的调制方式，进一步得到子模块IGBT器件的开关信号，并且进一步实现子模块电容电压的平衡。

[0047] 上述实施例只是为了说明本发明的技术构思及特点，其目的是在于让本领域内的普通技术人员能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡
是根据本发明内容的实质所做出的等效的变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围内。