一种针对串联H桥型变频器电容电压波动抑制方法

摘要

本发明公开一种针对串联H桥型变频器电容电压波动抑制方法，包括：计算整流器输入侧电流指令，并根据输入侧电流指令控制输入侧电流值使得输入功率与逆变侧基波电压和基波电流产生的功率对等；其中，整流器的输入功率等于电压源输入功率减去三个电感上的总瞬时功率。本发明定义下的子模块输入功率，不再是单纯的电压源输入功率，而且要计及三个电感上的总功率，两者之差为总输入功率。使之与逆变侧基波电压和基波电流产生的功率对等，才能实现电容电压纹波的最小化。本发明电压波动抑制策略，无需附加额外的元件以及传感器，仅通过算法的优化，在中压大功率异步电机的不同工况下均有良好的波动抑制效果。

权利要求

1.一种针对串联H桥型变频器电容电压波动抑制方法，其特征在于，包括：计算整流器输入侧电流指令，并根据输入侧电流指令控制输入侧电流值使得输入功率与逆变侧基波电压和基波电流产生的功率对等；

其中，整流器的输入功率等于电压源输入功率减去三个电感上的瞬时功率；

所述方法具体控制过程为：

将功率前馈的d、q轴电流指令值 和 进行dq/abc变换，得到abc坐标系下三相输入电流T

Iin＝[ia ib ic]＝I1+I2+I3       (1)其中，I1 I2为正序电流，I3为一组负序电流；Uo为子模块输出电压基波幅值，Io为输出电流幅值，ωs为电网侧角频率，ωo为子模块输出侧角频率；为电机功角通过计算得到电压源输入功率即电压源输入功率对等补偿了输出功率；

施加在电容上面的功率为电压源输入功率ps减去三个电感上的瞬时功率pL减去输出功率po，pL计算公式如下：L为电感；三个电感的瞬时总功率pL计算结果为：输入功率为电源发出功率减电感瞬时功率，即pin＝ps‑pL       (8)。

2.根据权利要求1所述的针对串联H桥型变频器电容电压波动抑制方法，其特征在于，所述输入侧电流指令获取方法如下：设输入电流包括两种正序和一种负序即：幅值、相位、频率等均为待求量；进一步得到输入功率为pin中一共含有6项，分别记为pin1，pin2……对比pin和po，得到输入电流中：将上述参数代入(12)，pin5为4倍频成分；由于po中不含有此频率成分，因此令I2为0，得到输入功率

其中，

对子模块而言，输出电压和电流基波分别为uo＝Uosin(ωot)         (16)其中 为子模块电压电流相位差，其等于电机功角，输出功率为了使得输入功率完全等于输出功率，有：化简 得到

其中，Umid和α为中间变量，其分别满足：对比式(18)与式(20)，得到因此，输入电流指令值各分量的幅值、相位均已确定，其包含的幅值、相位信息为式(13)(23)(24)；

因控制均为dq坐标系下进行，将abc坐标系下的输入电流指令值其进行abc/dq变换，得到dq坐标系下的电流指令值T T

其中，[id1 iq1][id3 iq3]分别为(9)(11)坐标变换后的结果。

3.根据权利要求1所述的针对串联H桥型变频器电容电压波动抑制方法，其特征在于，所述输入侧电流指令进一步的优化计算过程如下：将输出电压uo与输出电流io相位增加90°，得到：uod＝Uosin(ωot+δ+90°)＝Uocos(ωot+δ)    (26)进一步得到：

因此，得到电流指令值各分量为iq1＝0      (32)最终得到在dq坐标系下的电流指令为：

4.根据权利要求1所述的针对串联H桥型变频器电容电压波动抑制方法，其特征在于，所述串联H桥型变频器包括多绕组降压变压器、三相共3n个子模块和三相异步电机；

所述子模块输入侧接到多绕组变压器的副边，每一相n个子模块，输出侧串联；三相H桥型变频器采用星形接法，一端接成中点，一端接三相异步电机；每个子模块依次包括前端可控整流桥、中间的电容器及后端H桥逆变电路。

说明书

一种针对串联H桥型变频器电容电压波动抑制方法

技术领域

[0001] 本发明属于变频器技术领域，特别涉及一种针对串联H桥型变频器电容电压波动抑制方法。

背景技术

[0002] 串联H桥多电平变换器(Cascaded H‑bridge,CHB)具有输出电压正弦度高、输出电平数多、模块化易于维护等优点，因此广泛应用于中压大功率电机拖动的场合。整个系统由
多绕组降压变压器、三相共3n个子模块(每相n个)和三相异步电机组成。子模块包括三相
PWM整流器作为输入端，电容器以及H桥逆变作为输出端完成交‑直‑交变换。每相子模块输
出端串联，叠加产生单相总输出电压。由于子模块输入端和输出端瞬时功率不相等，因此功
率差由电容吸收，造成电容上的电压波动，且这一波动随着转速降低而增大，对系统稳定性
产生威胁。

[0003] 通过采用大电容，从而降低功率波动引起的电压波动，这种方法的问题是增加了设备成本以及设备体积，并且大容值的电解电容寿命短。采用额外的储能元件和开关器件，
将电容上的功率波动转移至储能元件，带来的问题是增加额外费用，并且控制变得复杂。有
研究提出功率前馈，将逆变侧输出端功率前馈至整流侧，其本质是在整流侧注入两种频率
的电流，使得整流器电压源输入功率与逆变侧输出功率基本对等，从而减小输入输出端之
间的功率差，电容上的功率波动和电压波动随之降低。缺点：输入侧引入了新的功率波动，
导致电容上依然存在较大幅值的功率和电压波动。

[0004] 若能通过有效的电压纹波抑制方法，则可在满足相同电压波动允许指标的情况下，采用容值和体积更小、寿命更长的薄膜电容代替以往的电解电容，从而大大节约成本，
降低设备体积，提升可靠性。

发明内容

[0005] 针对CHB电机拖动系统中电容电压纹波大的问题，本发明提出一种针对串联H桥型变频器电容电压波动抑制方法，该方法不增加额外的元器件，重新在输入侧设计新的注入
电流，使整流侧功率(将三个电感瞬时功率计入在内)与输出功率对等，而不引入新的功率
波动，并且进一步设计了注入电流的简化生成环节，从而可以大大简化设计，达到降低子模
块中的电容。

[0006] 为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

[0007] 一种针对串联H桥型变频器电容电压波动抑制方法，包括：

[0008] 计算整流器输入侧电流指令，并根据输入侧电流指令控制输入侧电流值使得输入功率与逆变侧基波电压和基波电流产生的功率对等；

[0009] 其中，整流器的输入功率等于电压源输入功率减去三个电感上的瞬时功率。

[0010] 作为本发明的进一步改进，所述串联H桥型变频器包括多绕组降压变压器、三相共3n个子模块和三相异步电机；

[0011] 所述子模块输入侧接到多绕组变压器的副边，每一相n个子模块，输出侧串联；三相H桥型变频器采用星形接法，一端接成中点，一端接三相异步电机；每个子模块依次包括
前端可控整流桥、中间的电容器及后端H桥逆变电路。

[0012] 作为本发明的进一步改进，所述方法具体控制过程为：

[0013] 将功率前馈的d、q轴电流指令值 和 进行dq/abc变换，得到abc坐标系下三相输入电流

[0014] Iin＝[ia ib ic]T＝I1+I2+I3    (1)

[0015] 其中，I1 I2为正序电流，I3为一组负序电流；Uo为子模块输出电压基波幅值，Io为输出电流幅值，ωs为电网侧角频率，ωo为子模块输出侧角频率；为电机功角

[0016]

[0017]

[0018]

[0019] 通过计算得到电压源输入功率

[0020]

[0021] 即电压源输入功率对等补偿了输出功率；

[0022] 施加在电容上面的功率为电压源输入功率ps减去三个电感上的瞬时功率pL减去输出功率po，pL计算公式如下：

[0023]

[0024] L为电感；三个电感的瞬时总功率pL计算结果为：

[0025]

[0026] 输入功率为电源发出功率减电感瞬时功率，即

[0027] pin＝ps‑pL      (8)

[0028] 作为本发明的进一步改进，所述输入侧电流指令获取方法如下：

[0029] 设输入电流包括两种正序和一种负序即：

[0030]

[0031]

[0032]

[0033] 幅值、相位、频率等均为待求量；进一步得到输入功率为

[0034]

[0035] pin中一共含有6项，分别记为pin1，pin2......对比pin和po，得到输入电流中：

[0036]

[0037] 将上述参数代入(12)，pin5为4倍频成分。由于po中不含有此频率成分，因此令I2为0，得到输入功率

[0038]

[0039] 其中，

[0040]

[0041] 对子模块而言，输出电压和电流基波分别为

[0042] uo＝Uosin(ωot)      (16)

[0043]

[0044] 其中 为子模块电压电流相位差，其等于电机功角，输出功率

[0045]

[0046] 为了使得输入功率完全等于输出功率，有：

[0047]

[0048] 化简 得到

[0049]

[0050] 其中，Umid和α为中间变量，其分别满足：

[0051]

[0052]

[0053] 对比式(18)与式(20)，得到

[0054]

[0055]

[0056] 因此，输入电流指令值各分量的幅值、相位均已确定，其包含的幅值、相位信息为式(13)(23)(24)；

[0057] 因控制均为dq坐标系下进行，将abc坐标系下的输入电流指令值其进行abc/dq变换，得到dq坐标系下的电流指令值

[0058]

[0059] 其中，[id1 iq1]T[id3 iq3]T分别为(9)(11)坐标变换后的结果。

[0060] 作为本发明的进一步改进，所述输入侧电流指令进一步的优化计算过程如下：

[0061] 将输出电压uo与输出电流io相位增加90°，得到：

[0062] uod＝Uosin(ωot+δ+90°)＝Uocos(ωot+δ)     (26)

[0063]

[0064] 进一步得到：

[0065]

[0066]

[0067]

[0068] 因此，得到电流指令值各分量为

[0069]

[0070] iq1＝0         (32)

[0071]

[0072]

[0073] 最终得到在dq坐标系下的电流指令为：

[0074]

[0075]

[0076] 在6kV、710kW电机、三相共15个子模块的电机驱动的场合下，所述电容器的电容值为100μF。

[0077] 本发明相比于现有技术，具有以下优点：

[0078] 本发明所定义的子模块输入功率，不再是单纯的电压源输入功率，而且要将三个电感上的总功率计入在内，两者之差为总输入功率。使之与逆变侧基波电压和基波电流产
生的功率对等，才能实现电容电压纹波的最小化。基于以上思想，为了实现电感功率计入总
输入功率情况下与输出功率对等抵消，设计输入电流，完成了输入电流的推导。并且针对输
入电流计算所需参数多、计算复杂的问题，进一步提出了一种简化的电流计算方法，无需实
时监测计算所需的各种参数，仅仅通过电机转子磁链定向(Flux oriented control)中已
有信号进行简单的组合、计算，有利于本发明所提算法的工程实现。本发明电压波动抑制策
略，无需附加额外的元件以及传感器，仅通过算法的优化，中压大功率异步电机的不同工况
下均有良好的波动抑制效果。

[0079] 进一步，本发明可以解决基于CHB的中压大功率电机拖动系统在低速、大转矩情况下电容电压波动幅度大的问题，因此在同样的电压允许波动范围内(如稳态值的±5％以
内)，可以采用更小的电容。以6KV、710kW电机、每相5个子模块的工况为例，如果要将全转速
范围内的电压抑制在允许范围内，传统的功率前馈方法需要1mF的电解电容，而本发明提出
的算法，可以将此电容降低为100μF，是以往方法使用电容容值的10％，可以使用寿命更长、
体积更小的薄膜电容，大大缩小了总设备体积，节约成本，提高设备寿命。并且没有增加额
外的传感器和器件，仅仅通过算法优化，因此实现起来简单可靠。

附图说明

[0080] 图1为基于CHB的中压大功率电机拖动系统的结构图；

[0081] 图2为CHB每个子模块内部结构示意图；

[0082] 图3为整流器控制框图；

[0083] 图4为常用的转子磁链定向控制示意图；

[0084] 图5为本发明中电流指令的计算环节；

[0085] 图6为本发明中计算所得指令电流的控制环节；

[0086] 图7为以往的功率前馈方法下的电容为1mF的电容电压纹波；

[0087] 图8为本发明所提出的实现功率抵消算法下电容为1mF时的电容电压纹波；

[0088] 图9为在本发明所提算法的情况下电容为100μF的仿真结果。

具体实施方式

[0089] 级联H桥(Cascaded H‑bridge，CHB)因其模块化程度高、输入电压及功率等级高等优点广泛应用于中压大功率电机拖动场合，但该结构的子模块中的电容存在着严重的电压
波动问题，尤其是在低速大转矩的工况下，该问题更加突出。在不增加外部设备、器件的情
况下，通过功率前馈可以一定程度上改善该问题，但是仍然存在着较大幅度的电压波动。

[0090] 图1所示为基于CHB的中压大功率电机拖动系统的结构图，子模块输入侧接到多绕组变压器的副边，每一相n个子模块输出侧串联。三相CHB星形接法，一端接成中点，一端接
三相异步电机。每个子模块内部结构如图2所示，包括前端可控整流桥，中间的电容器，以及
后端H桥逆变电路。

[0091] 整流器控制框图如图3所示，id、ia、ed、eq为三相输入电压和输入电流经abc/dq变换后的量，上标中含有星号“*”的为指令值。采用电网电压定向和前馈解耦控制策略，分别
控制d轴和q轴电流，产生PWM波送至整流器开关管。因为给定 等于0，所以输入电流和输入
电压同相位。

[0092] 设三相输入电压为

[0093]

[0094] 三相输入电流为

[0095]

[0096] Us以及Is分别为输入电压、电流幅值。ωs为角频率。

[0097] 则输入功率为

[0098]

[0099] 输出侧电压和电流只考虑基波，分别为

[0100] uo＝Uosin(ωot)       (4)

[0101]

[0102] 其中，为电机功率角，ωo为输出侧角频率，Uo和Io分别为输出电压、电流基波幅值。后文所说的二倍频、四倍频等，均相对于输出频率而言。可以得到输出侧功率

[0103]

[0104] 在稳态工况下，输入侧与输出侧平均功率相等，即 因此，两者的瞬时值存在差值，由电容吸收，产生电压波动。电容吸收的功率差值为

[0105]

[0106] 传统的功率前馈，基于瞬时功率理论，整流器输入有功和无功功率p、q分别为：

[0107]

[0108]

[0109] ed eq为副边电压在dq坐标系下的分量。id iq为输入电流在dq坐标系下的分量。因此，可以使整流器输入功率p等于输出侧功率po，即

[0110]

[0111] 其中，在电网电压定向控制下，ed等于输入电压幅值，即Us。得到d、q轴电流指令值

[0112]

[0113]

[0114] 以上所述为传统功率前馈的方法，通过在改变d、q轴电流指令值，便可以使整流器输入功率等于输出功率，降低电容电压纹波。

[0115] 但是该方法存在着一个被忽略的问题，这也是该方法存在的缺陷，限制了进一步降低电容电压纹波，下面对此进行分析并提出本发明针对该问题的解决办法。

[0116] 将上面得到的 和 进行dq/abc变换，得到abc坐标系下三相输入电流

[0117] Iin＝[ia ib ic]T＝I1+I2+I3       (13)

[0118] 其中，I1 I2为正序电流，I3为一组负序电流

[0119]

[0120]

[0121]

[0122] 通过计算不难得到，电压源输入功率

[0123]

[0124] 即电压源输入功率对等补偿了输出功率。但是在研究过程中发现，电容上存在着较大成分的二倍频和四倍频功率波动，并引起相应的电压波动。该现象产生原因在于，以往
的研究将输入功率默认为电压源输入功率。但是对于电容而言，真正施加在它上面的功率
为电压源输入功率ps减去三个电感上的瞬时功率pL减去输出功率po，pL计算公式如下：

[0125]

[0126] 以往不关注pL，是因为在三项输入电流为如公式(2)所示的对称正弦波情况下，三个电感的瞬时总功率为0。但是在功率前馈的情况下，电流变为公式(13)，三个电感的瞬时
总功率pL计算结果为：

[0127]

[0128] 由式(19)可以看出，由于三相电流并不是三相正弦对称电流，而是各个分量的叠加，导致电感上产生了二倍频和四倍频的功率波动。即使在电压源输入功率等于输出功率
的条件下，可以认为电容已不再缓冲两者功率差造成的功率波动，但是电容与电感之间进
行着功率交换。这是以往功率前馈方法没有关注到的地方，也是其引入的问题。解决这个问
题，需要将电感功率计入在内，重新设计输入电流。并且，关于输入功率需要重新定义为电
源发出功率减电感瞬时功率，即

[0129] pin＝ps‑pL     (20)

[0130] 输出功率的定义不发生变化，仍然为po。为了重新设计输入电流，从传统功率前馈的输入电流出发，仍然设输入电流包括两种正序和一种负序即：

[0131]

[0132]

[0133]

[0134] 结合(1)，(18)，(20)，(21)‑(23)，可以得到输入功率为

[0135]

[0136] 对比pin和po，可以得到输入电流中某些量的值

[0137]

[0138] 将(25)代入式(24)，第五项为4倍频，因此可直接令I2或者I3等于0，以消除四倍频成分。此处应令频率较高的一组电流幅值等于0，即I2＝0，因此得到输入功率

[0139]

[0140] 其中，

[0141]

[0142] 因此，若想使新定义下的输入功率完全等于输出功率，有：

[0143]

[0144] 化简 可以得到

[0145]

[0146] 其中，Umid和α为方便计算所定义的中间变量，其分别满足：

[0147]

[0148]

[0149] 对比式(29)与式(6)，可以得到

[0150]

[0151]

[0152] 因此，输入电流指令值的幅值、相位均已确定，其包含的幅值、相位信息为式(25)(32)(33)，可以通过合理设计控制器将其实现。在考虑电感瞬时功率的情况下可以实现输
入与输出功率的对等抵消，从而可以大大降低电容上的电压波动。

[0153] 输入电流指令值分别由式(21)(23)给出，因为本发明的控制均为dq坐标系下进行，将其进行abc/dq变换，可以得到dq坐标系下的电流指令值

[0154]

[0155] 其中，[id1 iq1]T[id3 iq3]T分别为(21)(23)坐标变换后的结果。

[0156] 目标电流中含有较多需要测量的量，如输出电压、电流有效值，电机功角等。为了尽可能避免过多的新加的测量量并且更多地利用已有量，简化的目标电流计算过程如下：

[0157] 将输出电压uo与输出电流io相位增加90°，得到：

[0158] uod＝Uosin(ωot+δ+90°)＝Uocos(ωot+δ)      (35)

[0159]

[0160] 进一步可以得到：

[0161]

[0162]

[0163]

[0164] 因此，可以得到，在本算法中，电流指令值各分量为

[0165]

[0166] iq1＝0     (41)

[0167]

[0168]

[0169] 最终得到在dq坐标系下的电流指令为

[0170]

[0171]

[0172] 也就是说，注入电流计算所需的各种幅值、相位参数均包含在输出电压、输出电流中，无需采用复杂的算法或者传感器分别提取出幅值、相位信息再进行计算，直接用输出电
压、电流进行计算即可。

[0173] 以上即为所提出的基于功率抵消的电容电压纹波抑制算法，通过分析以往方法所引入的电感瞬时功率波动的问题，将电感功率计入在总输入功率内，设计输入电流，并通过
简化的方法得到dq坐标系下的电流指令，最终达到降低电压纹波的目的。

[0174] 该发明原理为：

[0175] 从以往研究中被忽略的电感功率波动出发，分析以往方法的问题，并以此为出发点设计了整流侧输入电流，使包含电感瞬时功率在内的总输入功率与子模块输出功率对等
抵消，从而大大降低了电容上的电压纹波，在相同的纹波要求下，可以采用更小、寿命更长
的薄膜电容代替大容值的电解电容，从而节约设备成本、降低设备体积、提升功率密度，提
升系统稳定性，具有较高的应用价值。

[0176] 以下通过具体实施方式对本发明作进一步详细说明，但不能认定本发明的范围仅限以下的实例，对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明上述方法
思想的前提下，还可以做出若干简单的替换或变更，都应当视为属于由本发明所提交的权
利要求书确定的保护范围。

[0177] 本发明可以解决基于CHB的中压大功率电机拖动系统在低速、大转矩情况下电容电压波动幅度大的问题，因此在同样的电压允许波动范围内(如稳态值的±5％以内)，可以
采用更小的电容。

[0178] 以6KV、710kW电机、每相5个子模块的工况为例，如果要将全转速范围内的电压抑制在允许范围内，传统的功率前馈方法需要1mF的电解电容，而本发明提出的算法，可以将
此电容降低为100μF，是以往方法使用电容容值的10％，可以使用寿命更长、体积更小的薄
膜电容，大大缩小了总设备体积，节约成本，提高设备寿命。并且没有增加额外的传感器和
器件，仅仅通过算法优化，因此实现起来简单可靠。

[0179] 以往的电压纹波抑制策略通过调整整流侧电流指令值，使电压源输入功率等于逆变侧输出功率，达到降低中间电容上电压纹波的目的。但是，整流侧电流不再是三相对称正
弦量而是三种分量的叠加，以往功率前馈方法忽略了一个问题，即由于电流的变化导致三
个输入侧电感上总瞬时功率不再是0，即使电压源的输入功率等于逆变侧的输出功率，电容
上的功率仍然不为0，而是与电感之间存在着功率交换。

[0180] 因此，针对这一问题，应重新定义子模块输入功率，令其等于电压源输入功率减去三个电感上的瞬时功率，使之与输出功率相等，这样才能够使得电容上的功率波动和电压
波动最小化，达到降低纹波、使用小容值电容的目的。从该控制目标出发，设计出输入功率
与输出功率完全抵消时的输入电流，并且针对已求出的输入电流公式中待求量较多的问
题，通过合理变换输出电压和输出电流并将其与变换前的输出电压和输出电流进行简单的
组合以及代数运算，得到最终的整流器输入侧指令电流的公式，避免了增加额外的测量环
节，简化了设计。通过MATLAB/Simulink仿真验证了所提算法的有效性和正确性。

[0181] 图4所示为工程中常用的转子磁链定向控制，本处对原理不作具体说明，仅对其中的符号进行说明：

[0182] ψr为转子磁链值，ism为定子电流励磁分量，usx(x＝A，B，C)为电机定子电压基波，除以每相子模块数即为每相子模块的输出电压基波，即uox(x＝A，B，C)。ma mb mc为三相的H桥
调制波。Te为电机电磁转矩。iox(x＝A，B，C)为三相定子电流，也是每个子模块的输出电流。
ωr为电机转子角速度。θ为转子磁链空间角度。2r/3s为两相旋转坐标系到三相不动坐标系
的转换环节，3s/2r则反之。

[0183] 图5是通过对输出电压在坐标转换“2r/3s”环节的转化角增加90°，从而实现获得子模块输出电压基波和输出电流相移90°的效果。然后通过前面部分的公式(44)(45)，计算
得到该相子模块的dq电流指令值。通过控制整流器输入电流跟随该指令，即可实现输入功
率和输出功率的对等抵消，大大降低纹波值。并且在满足同样电压纹波的要求下，可以采用
更小的电容。

[0184] 图6是工程中常用的整流器电网电压定向控制，本发明所提算法改变了dq电流的指令值以实现功率的对等抵消，指令值的计算在图2已有展示，不再赘述。通过在dq坐标系
下控制输入电流，可以实现较好的跟踪效果。ed eq使输入侧电压在dq坐标系下的值。由于电
网电压定向矢量控制已经很成熟，仅仅是本发明算法得到的电流的控制实现手段，因此不
再赘述。

[0185] 图7、图8、图9均为不同容值下的电容电压纹波仿真波形，每个情况下对应左右两个子图，其中左子图为电机额定转矩、额定转速下的情况，右子图为电机额定转矩、零转速
下的情况。考察这两种极端工况，若其满足纹波范围要求，则其他工况下亦满足。下面对图7
至图9进行说明。

[0186] 图7为以往的功率前馈方法，电容容值为1mF，在额定转矩、额定转速下，电容纹波为90V左右，约占电压设定值(1225V)的7.34％。

[0187] 图8为本发明所提出的实现功率抵消算法下的电容电压纹波，依然保持电容容值为1mF，可以看出在额定工况下，电容电压大幅降低，约为15V，为电容电压设定值的1.2％。
验证了所提算法的有效性。

[0188] 图9为在本发明所提算法的情况下的仿真结果，将电压纹波限制在如图7所示的90V左右。在同样的纹波指标要求下，图9采用的电容只有100μF，较之图7的1mF情况，电容降
低为以往的10％，因此可以采用薄膜电容，大大节约成本、提升设备寿命、减小设备体积。

[0189] 本申请的说明书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的
数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施例例如能够以除了在这里图示
或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于
覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限
于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产
品或设备固有的其它步骤或单元。

[0190] 应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”
可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字
符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指
这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，A，B或C中的至少一项
(个)，可以表示：A，B，C，“A和B”，“A和C”，“B和C”，或“A和B和C”，其中A，B，C可以是单个，也可
以是多个。

[0191] 以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前
述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些
修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。