一种高压电荷泵

摘要

本发明公开了电荷泵技术领域的一种高压电荷泵，包括控制逻辑电路、泵电路开关管驱动电路、防止电荷回流电路和泵电路，所述泵电路开关管驱动电路连接至所述控制逻辑电路上，所述防止电荷回流电路连接至所述泵电路开关管驱动电路上，所述泵电路连接至所述泵电路开关管驱动电路和所述防止电荷回流电路上，所述泵电路开关管驱动电路包括电平转换N电路、电平转换P电路，PMOS管P14与NMOS管N12，本发明降低了驱动电路的翻转损耗，并且能够在降低开关管导通损耗的同时，也降低了泵电路开关管的翻转损耗，避免了在非交叠时钟死区时间内电荷的回流，从而整体上提高了高压电荷泵的转换效率。

权利要求

1.一种高压电荷泵，其特征在于：包括控制逻辑电路（100）、泵电路开关管驱动电路（200）、防止电荷回流电路（300）和泵电路（400），所述泵电路开关管驱动电路（200）连接至所述控制逻辑电路（100）上，所述防止电荷回流电路（300）连接至所述泵电路开关管驱动电路（200）上，所述泵电路（400）连接至所述泵电路开关管驱动电路（200）和所述防止电荷回流电路（300）上；

所述控制逻辑电路（100）用于产生非交叠时钟信号CLK1、CLK1_RS、CLK2、CLK2_RS、CLK3、CLK3_RS与CLK4、CLK4 _RS；

所述泵电路开关管驱动电路（200）包括电平转换N电路、电平转换P电路，PMOS管P14与NMOS管N12构成Class AB输出驱动级，其中，电平转换N电路输入、输出信号同相，其输出信号连接到P14栅极，正电源与输出驱动级正电源相连，负电源为零电位VSSB；电平转换P电路输入、输出信号同相，其输出信号连接到N12栅极，负电源与输出驱动级负电源相连，正电源为零电位VSSB，其中VGL为输入负电源，且VGL小于AVEE，所述泵电路开关管驱动电路（200）中，输入非交叠时钟信号被转换成不同电压域的信号后，分别独立地控制输出驱动级PMOS管与NMOS管的栅极；

所述防止电荷回流电路（300）包括PMOS管P15，用于开关管P11的防止电荷回流电路，其栅极与开关管P11源极连接到AVDD，其源极与开关管P11漏极连接到飞线电容Cf正极CPf，其漏极连接到开关管P11的栅极，用于防止飞线电容正极CPf节点电荷向AVDD回流，同样的所述防止电荷回流电路（300）作用于开关管P12，其栅极与开关管P12源极连接到飞线电容Cf正极CPf，其源极与开关管P12漏极连接到输出端VGH，其漏极连接于开关管P12的栅极，用于防止输出VGH端电荷向飞线电容回流；

所述泵电路（400）包括开关管P11、开关管P12、开关管P13、开关管N11与飞线电容Cf，输入AVDD为正电源，AVEE为负电源，用于产生输出电压VGH，所述开关管P12的输出电压VGH上连接有电容COUT。

2.根据权利要求1所述的一种高压电荷泵，其特征在于：所述开关管P11的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到CPf，负电源连接到VGL，CLK1被转换为电压域为VSSB VCPf的信~

号，控制输出驱动级PMOS管，CLK1_RS被转换为电压域为VSSB VGL的信号，控制输出驱动级~

NMOS管。

3.根据权利要求1所述的一种高压电荷泵，其特征在于：所述开关管N11的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到VGH，负电源连接到AVEE，CLK2被转换为电压域为VSSB VGH的信~

号，控制输出驱动级PMOS管，CLK2_RS被转换为电压域为VSSB AVEE的信号，控制输出驱动级~

NMOS管。

4.根据权利要求1所述的一种高压电荷泵，其特征在于：所述开关管P12的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到VGH，负电源连接到VGL，CLK4被转换为电压域为VSSB VGH的信号，~

控制输出驱动级PMOS管，CLK4_RS被转换为电压域为VSSB VGL的信号，控制输出驱动级NMOS~

管。

5.根据权利要求1所述的一种高压电荷泵，其特征在于：所述开关管P13的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到AVDD，负电源连接到VGL，CLK3被转换为电压域为VSSB AVDD的信~

号，控制输出驱动级PMOS管，CLK3_RS被转换为电压域为VSSB VGL的信号，控制输出驱动级~

NMOS管。

6.根据权利要求1所述的一种高压电荷泵，其特征在于：所述泵电路开关管驱动电路（200）把每个开关管的时钟信号转换到两个不同电压域，分别独立控制开关管驱动电路的PMOS驱动管与NMOS驱动管。

7.根据权利要求1所述的一种高压电荷泵，其特征在于：所述防止电荷回流电路（300）在非交叠时钟死区时间内，通过关断其所作用的开关管，避免了存储在飞线电容与电容COUT上的电荷出现回流导致的损耗。

说明书

一种高压电荷泵

技术领域

[0001] 本发明涉及电荷泵技术领域，具体为一种高压电荷泵。

背景技术

[0002] 电荷泵是一种可以提供高于或低于输入电源电压的电容式开关电源电路，由于其具有便于集成，低电磁干扰等优点，广泛应用于LCD/OLED显示驱动芯片的电源管理系统中。

[0003] 在电荷泵中，增加泵电路开关管跨压，以降低开关管导通电阻，进而降低开关管导通损耗，是提高电荷泵转换效率的常用方式。

[0004] 传统高压电源荷泵中，通过增加开关管跨压，降低了导通电阻，进而降低了开关导通损耗，提高效率；但是开关驱动电路与泵电路存在着过量的开关翻转损耗，不利于电荷泵
整体效率的提高。

发明内容

[0005] 本发明的目的在于提供一种高压电荷泵，以解决上述背景技术中提出的传统高压电源荷泵中的开关驱动电路与泵电路存在着过量的开关翻转损耗，不利于电荷泵整体效率
的提高的问题。

[0006] 为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种高压电荷泵，包括控制逻辑电路、泵电路开关管驱动电路、防止电荷回流电路和泵电路，所述泵电路开关管驱动电路连接
至所述控制逻辑电路上，所述防止电荷回流电路连接至所述泵电路开关管驱动电路上，所
述泵电路连接至所述泵电路开关管驱动电路和所述防止电荷回流电路上；

[0007] 所述控制逻辑电路用于产生非交叠时钟信号CLK1、CLK1_RS、CLK2、CLK2_RS、CLK3、CLK3_RS与CLK4、CLK1_RS；

[0008] 所述泵电路开关管驱动电路包括电平转换N电路、电平转换P电路，PMOS管P14与NMOS管N12构成Class AB输出驱动级，其中，电平转换N电路输入、输出信号同相，其输出信
号连接到P14栅极，正电源与输出驱动级正电源相连，负电源为零电位VSSB；电平转换P电路
输入、输出信号同相，其输出信号连接到N12栅极，负电源与输出驱动级负电源相连，正电源
为零电位VSSB，其中VGL为输入负电源，且VGL小于AVEE，所述泵电路开关管驱动电路中，输
入非交叠时钟信号被转换成不同电压域的信号后，分别独立地控制输出驱动级PMOS管与
NMOS管的栅极；

[0009] 所述防止电荷回流电路包括PMOS管P15，用于开关管P11的防止电荷回流电路，其栅极与开关管P11源极连接到AVDD，其源极与开关管P11漏极连接到飞线电容Cf正极CPf，其
漏极连接到开关管P11的栅极，用于防止飞线电容正极CPf节点电荷向AVDD回流，同样的所
述防止电荷回流电路作用于开关管P12，其栅极与开关管P12源极连接到飞线电容Cf正极
CPf，其源极与开关管P12漏极连接到输出端VGH，其漏极连接于开关管P12的栅极，用于防止
输出VGH端电荷向飞线电容回流；

[0010] 所述泵电路包括开关管P11、开关管P12、开关管P13、开关管N11与飞线电容Cf，输入AVDD为正电源，AVEE为负电源，用于产生输出电压VGH，所述开关管P12的输出电压VGH上
连接有电容COUT。

[0011] 优选的，所述开关管P11的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到CPf，负电源连接到VGL，CLK1被转换为电压域为VSSB VCPf的信号，控制输出驱动级PMOS管，CLK1_RS被转换
~
为电压域为VSSB VGL的信号，控制输出驱动级NMOS管。
~

[0012] 优选的，所述开关管N11的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到VGH，负电源连接到AVEE，CLK2被转换为电压域为VSSB VGH的信号，控制输出驱动级PMOS管，CLK2_RS被转换
~
为电压域为VSSB AVEE的信号，控制输出驱动级NMOS管。
~

[0013] 优选的，所述开关管P12的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到VGH，负电源连接到VGL，CLK4被转换为电压域为VSSB VGH的信号，控制输出驱动级PMOS管，CLK4_RS被转换为
~
电压域为VSSB VGL的信号，控制输出驱动级NMOS管。
~

[0014] 优选的，所述开关管P13的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到AVDD，负电源连接到VGL，CLK3被转换为电压域为VSSB AVDD的信号，控制输出驱动级PMOS管，CLK3_RS被转
~
换为电压域为VSSB VGL的信号，控制输出驱动级NMOS管。
~

[0015] 优选的，所述泵电路开关管驱动电路（200）把每个开关管的时钟信号转换到两个不同电压域，分别独立控制开关管驱动电路的PMOS驱动管与NMOS驱动管。

[0016] 优选的，所述防止电荷回流电路（300）在非交叠时钟死区时间内，通过关断其所作用的开关管，避免了存储在飞线电容与电容COUT上的电荷出现回流导致的损耗。

[0017] 与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明通过泵电路开关管驱动电路把每个开关管的时钟信号转换到两个不同电压域，分别独立控制开关管驱动电路的PMOS驱动管
与NMOS驱动管，从而降低了驱动电路的翻转损耗；同时根据泵电路各个开关管所处的电压
范围，选择相应大小的关断与导通电源，在降低开关管导通损耗的同时，也降低了泵电路开
关管的翻转损耗；防止电荷回流电路避免了在非交叠时钟死区时间内电荷的回流；从而整
体上提高了高压电荷泵的转换效率。

附图说明

[0018] 图1为本发明电路示意图；

[0019] 图2为本发明电荷泵非交叠时钟时序示意图。

[0020] 图中：100控制逻辑电路、200泵电路开关管驱动电路、300防止电荷回流电路、400泵电路。

具体实施方式

[0021] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于
本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他
实施例，都属于本发明保护的范围。

[0022] 本发明提供一种高压电荷泵，降低了驱动电路的翻转损耗，并且能够在降低开关管导通损耗的同时，也降低了泵电路开关管的翻转损耗，避免了在非交叠时钟死区时间内
电荷的回流，从而整体上提高了高压电荷泵的转换效率；请参阅图1，包括：控制逻辑电路
100、泵电路开关管驱动电路200、防止电荷回流电路300和泵电路400；

[0023] 泵电路开关管驱动电路200连接至控制逻辑电路100上，防止电荷回流电路300连接至泵电路开关管驱动电路200上，泵电路400连接至泵电路开关管驱动电路200和防止电
荷回流电路300上；

[0024] 控制逻辑电路100用于产生非交叠时钟信号CLK1、CLK1_RS、CLK2、CLK2_RS、CLK3、CLK3_RS与CLK4、CLK1_RS；

[0025] 泵电路开关管驱动电路200包括电平转换N电路、电平转换P电路，PMOS管P14与NMOS管N12构成Class AB输出驱动级，其中，电平转换N电路输入、输出信号同相，其输出信
号连接到P14栅极，正电源与输出驱动级正电源相连，负电源为零电位VSSB；电平转换P电路
输入、输出信号同相，其输出信号连接到N12栅极，负电源与输出驱动级负电源相连，正电源
为零电位VSSB，其中VGL为输入负电源，且VGL小于AVEE，泵电路开关管驱动电路200中，输入
非交叠时钟信号被转换成不同电压域的信号后，分别独立地控制输出驱动级PMOS管与NMOS
管的栅极；

[0026] 防止电荷回流电路300包括PMOS管P15，用于开关管P11的防止电荷回流电路，其栅极与开关管P11源极连接到AVDD，其源极与开关管P11漏极连接到飞线电容Cf正极CPf，其漏
极连接到开关管P11的栅极，用于防止飞线电容正极CPf节点电荷向AVDD回流，同样的防止
电荷回流电路300作用于开关管P12，其栅极与开关管P12源极连接到飞线电容Cf正极CPf，
其源极与开关管P12漏极连接到输出端VGH，其漏极连接于开关管P12的栅极，用于防止输出
VGH端电荷向飞线电容回流；

[0027] 泵电路400包括开关管P11、开关管P12、开关管P13、开关管N11与飞线电容Cf，输入AVDD为正电源，AVEE为负电源，用于产生输出电压VGH，开关管P12的输出电压VGH上连接有
电容COUT；

[0028] 在开关管P11的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到CPf，负电源连接到VGL，CLK1被转换为电压域为VSSB VCPf的信号，控制输出驱动级PMOS管，CLK1_RS被转换为电压
~
域为VSSB VGL的信号，控制输出驱动级NMOS管；
~

[0029] 在开关管N11的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到VGH，负电源连接到AVEE，CLK2被转换为电压域为VSSB VGH的信号，控制输出驱动级PMOS管，CLK2_RS被转换为电压域
~
为VSSB AVEE的信号，控制输出驱动级NMOS管；
~

[0030] 在开关管P12的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到VGH，负电源连接到VGL，CLK4被转换为电压域为VSSB VGH的信号，控制输出驱动级PMOS管，CLK4_RS被转换为电压域
~
为VSSB VGL的信号，控制输出驱动级NMOS管；
~

[0031] 在开关管P13的驱动电路中，输出驱动级正电源连接到AVDD，负电源连接到VGL，CLK3被转换为电压域为VSSB AVDD的信号，控制输出驱动级PMOS管，CLK3_RS被转换为电压
~
域为VSSB VGL的信号，控制输出驱动级NMOS管；
~

[0032] 泵电路开关管驱动电路（200）把每个开关管的时钟信号转换到两个不同电压域，分别独立控制开关管驱动电路的PMOS驱动管与NMOS驱动管；

[0033] 防止电荷回流电路（300）在非交叠时钟死区时间内，通过关断其所作用的开关管，避免了存储在飞线电容与电容COUT上的电荷出现回流导致的损耗。

[0034] 实施例1

[0035] 在飞线电容Cf充电阶段，CLK1与CLK1_RS为高电平，CLK1经过电平转换N电路输出电位是VCPf的高电平，CLK1_RS经过电平转换P电路输出电位是VSSB的高电平；开关管P11栅
极驱动电路中P14跨压为VCPf‑VCPf，处于截止状态，降低了P14截至时的栅极信号摆幅；N12
跨压为VSSB‑VGL，处于导通状态，降低了N12导通时的栅极信号摆幅；开关管P11栅极电位经
过N12支路放电到VGL电位，开关管P11导通，其跨压为VGL‑AVDD，降低了导通电阻。

[0036] 实施例2

[0037] 在所述飞线电容Cf充电阶段，CLK2与CLK2_RS为低电平，CLK2经过电平转换N电路输出电位是VSSB的低电平，CLK2_RS经过电平转换P电路输出电位是AVEE的低电平；开关管
N11栅极驱动电路中P14跨压为（VSSB‑VGH），处于导通状态，降低了P14导通时的栅极信号摆
幅；N12跨压为（AVEE‑AVEE），处于截止状态，降低了N12截至时的栅极信号摆幅；开关管N11
栅极电位经过P14支路充电到VGH电位，开关管N11导通，其跨压为（VGH‑AVEE），降低了导通
电阻。以上所述较传统电路，降低了N11驱动电路的翻转损耗。

[0038] 实施例3

[0039] 在所述飞线电容Cf充电阶段，CLK3与CLK3_RS为低电平，CLK3经过电平转换N电路输出电位是VSSB的低电平，CLK2_RS经过电平转换P电路输出电位是VGL的低电平；开关管
P13栅极驱动电路中P14跨压为（VSSB‑AVDD），处于导通状态，降低了P14导通时的栅极信号
摆幅；N12跨压为（VGL‑VGL），处于截止状态；开关管P13栅极电位经过P14支路充电到AVDD电
位，开关管P13跨压为（AVDD‑AVDD），处于截止状态，降低了P13截至时的栅极信号摆幅。以上
所述较传统电路，降低了N11及其驱动电路的翻转损耗。

[0040] 实施例4

[0041] 在所述飞线电容Cf充电阶段，CLK4与CLK4_RS为低电平，CLK4经过电平转换N电路输出电位是VSSB的低电平，CLK2_RS经过电平转换P电路输出电位是VGL的低电平；开关管
P12栅极驱动电路中P14跨压为（VSSB‑VGH），处于导通状态，降低了P14导通时的栅极信号摆
幅；N12跨压为（VGL‑VGL），处于截止状态；开关管P12栅极电位经过P14支路充电到VGH电位，
开关管P12跨压为（VGH‑VGH），处于截止状态。以上所述较传统电路，降低了P12驱动电路的
翻转损耗。

[0042] 实施例5

[0043] 在所述飞线电容Cf充电阶段，AVDD通过开关管P11向飞线电容Cf充电，AVEE通过开关管N11向飞线电容Cf充电，稳定后，飞线电容存储电荷为Cf（AVDD‑AVEE）；在所述过程中，
与开关管P11连接的防止电荷回流电路处于截止状态，与开关管P12连接的防止电荷回流电
路导通，P12栅极连接到VGH，关断P12。

[0044] 实施例6

[0045] 在飞线电容Cf放电阶段，CLK1与CLK1_RS为低电平，CLK1经过电平转换N电路输出电位是VSSB的低电平，CLK1_RS经过电平转换P电路输出电位是VGL的低电平；开关管P11栅
极驱动电路中P14跨压为（VCPf‑VSSB），处于导通状态，降低了P14导通时的栅极信号摆幅；
N12跨压为（VGL‑VGL），处于截止状态；开关管P11栅极电位经过P14支路充电到VCPf电位，开
关管P11跨压为（VCPf‑VCPf），处于截止状态，降低了P11关断时栅极信号摆幅。以上所述较
传统电路，降低了P11及其驱动电路的翻转损耗。

[0046] 实施例7

[0047] 在所述飞线电容Cf放电阶段，CLK2与CLK2_RS为高电平，CLK2经过电平转换N电路输出电位是VGH的高电平，CLK2_RS经过电平转换P电路输出电位是VSSB的高电平；开关管
N11栅极驱动电路中P14跨压为（VGH‑VGH），处于截止状态，N12跨压为（VSSB‑AVEE），处于导
通状态，降低了N12导通时的栅极信号摆幅；开关管N11栅极电位经过N12支路放电到AVEE电
位，开关管N11跨压为（AVEE‑AVEE），处于截止状态，降低了N11关断的栅极信号摆幅。以上所
述较传统电路，降低了N11及其驱动电路的翻转损耗。

[0048] 实施例8

[0049] 在所述飞线电容Cf放电阶段，CLK3与CLK3_RS为高电平，CLK3经过电平转换N电路输出电位是AVDD的高电平，CLK2_RS经过电平转换P电路输出电位是VSSB的高电平；开关管
P13栅极驱动电路中P14跨压为（AVDD‑AVDD），处于截止状态，降低了P14关断的栅极信号摆
幅；N12跨压为（VSSB‑VGL），处于导通状态，降低了N12导通的栅极信号摆幅；开关管P13栅极
电位经过N12支路放电到VGL电位，开关管P13跨压为（AVDD‑VGL），处于导通状态，降低了导
通电阻。以上所述较传统电路，降低了P13驱动电路的翻转损耗。

[0050] 实施例9

[0051] 在所述飞线电容Cf放电阶段，CLK4与CLK4_RS为高电平，CLK4经过电平转换N电路输出电位是VGH的高电平，CLK2_RS经过电平转换P电路输出电位是VSSB的高电平；开关管
P12栅极驱动电路中P14跨压为（VGH‑VGH），处于截止状态；N12跨压为（VSSB‑VGL），处于导通
状态，降低了N12导通的栅极信号摆幅；开关管P12栅极电位经过N12支路放电到VGL电位，开
关管P12跨压为（VGL‑VGH），处于导通状态，降低了导通电阻。以上所述较传统电路，降低了
P12驱动电路的翻转损耗。

[0052] 实施例10

[0053] 在所述飞线电容Cf放电阶段，飞线电容Cf负极CNf连接到AVDD，由于飞线电容两端电压差不能突变，则输出电压VGH等于2AVDD‑AVEE；在所述过程中，与开关管P11连接的防止
电荷回流电路中P15导通状态，P11栅极连接到CPf，P11关断；与开关管P12连接的防止电荷
回流电路截止。

[0054] 实施例11

[0055] 结合电荷泵非交叠时钟时序图（图2），进一步说明防止电荷回流电路。在飞线电容Cf充电结束之后，开关管P11，N11关断，在电荷转移之前，时序上存在死区时间C与死区时间
D，在死区时间D内，开关管P12与P13栅极都浮空，此时飞线电容正极CPf电位是AVDD，负极
CNf电位是AVEE，如果P12栅极由于不确定因素放电，可能导致输出端VGH电荷经过P12回流
到飞线电容，造成损耗；防止电荷回流电路可避免这个问题，在死区时间D内，作用于P12的
防止电荷回流电路中P15导通，把P12栅极拉到VGH电位，关断P12，阻断输出端电荷向飞线电
容回流。同理，在Cf放电阶段结束之后，死区时间B内，作用于P11的防止电荷回流电路把P11
栅极拉高到CPf点电位，关断P11，阻止飞线电容Cf正极电荷向AVDD回流，避免损耗。

[0056] 所述高压电荷泵通过泵电路开关管驱动电路把每个开关管的时钟信号转换到两个不同电压域，分别独立控制开关管驱动电路的PMOS驱动管与NMOS驱动管，从而降低了驱
动电路的翻转损耗；同时根据泵电路各个开关管所处的电压范围，选择相应大小的关断与
导通电源，在降低开关管导通损耗的同时，也降低了泵电路开关管的翻转损耗；防止电荷回
流电路避免了在非交叠时钟死区时间内电荷的回流；从而整体上提高了高压电荷泵的转换
效率。

[0057] 虽然在上文中已经参考实施例对本发明进行了描述，然而在不脱离本发明的范围的情况下，可以对其进行各种改进并且可以用等效物替换其中的部件。尤其是，只要不存在
结构冲突，本发明所披露的实施例中的各项特征均可通过任意方式相互结合起来使用，在
本说明书中未对这些组合的情况进行穷举性的描述仅仅是出于省略篇幅和节约资源的考
虑。因此，本发明并不局限于文中公开的特定实施例，而是包括落入权利要求的范围内的所
有技术方案。