一种基于窄脉冲控制的BUCK变换器自举驱动电路

摘要

本发明涉及一种基于窄脉冲控制的BUCK变换器自举驱动电路，至少包括BUCK电路，在所述BUCK电路中连接有自举充电支路和驱动所述自举充电支路的驱动芯片，在所述BUCK电路处于轻载/空载状态且所述BUCK电路的主开关管占空比小于第一阈值的情况下，所述驱动芯片基于窄脉冲驱动的方式减少所述自举充电支路中的副开关管的导通时间以避免所述BUCK电路和自举充电支路产生负向电流或降低所述BUCK电路和自举充电支路中的负向电流。

权利要求

1.一种基于窄脉冲控制的BUCK变换器自举驱动电路，至少包括BUCK电路，其特征在于，在所述BUCK电路中连接有自举充电支路和驱动所述自举充电支路的驱动芯片，其中，在所述BUCK电路处于轻载/空载状态且所述BUCK电路的主开关管(Q1)占空比小于第一阈值的情况下，所述驱动芯片基于窄脉冲驱动的方式减少所述自举充电支路中的副开关管(Q2)的导通时间以避免所述BUCK电路和自举充电支路产生负向电流或降低所述BUCK电路和自举充电支路中的负向电流；

所述BUCK电路至少包括主开关管(Q1)、续流二极管(D1)、储能电感(L)、输入滤波电容(C1)和输出滤波电容(C2),其中，所述续流二极管(D1)的两端并联所述自举充电支路，其中，所述自举充电支路至少包括第一二极管(D2)、副开关管(Q2)、辅助电源(VCC)、自举电容(C3)以及窄脉冲驱动电路，其中，所述第一二极管(D2)与所述副开关管(Q2)串联，所述续流二极管(D1)与所述第一二极管(D2)和副开关管(Q2)的串联支路并联；

所述辅助电源(VCC)与所述驱动芯片连接，所述驱动芯片通过窄脉冲驱动电路与所述副开关管(Q2)的门极连接；

在所述辅助电源(VCC)与所述自举电容(C3)之间设置有第二二极管(D3),其中，所述辅助电源(VCC)、第二二极管(D3)、自举电容(C3)、第一二极管(D2)以及副开关管(Q2)依次连接构成自举充电回路；

所述驱动芯片配置为产生两路带死区的第一互补驱动信号(Ho)和第二互补驱动信号(Lo),其中，所述第一互补驱动信号(Ho)用于驱动所述主开关管(Q1),所述第二互补驱动信号(Lo)通过所述窄脉冲驱动电路与所述副开关管(Q2)连接。

2.根据权利要求1所述的BUCK变换器自举驱动电路，其特征在于，所述驱动芯片还与所述主开关管(Q1)的源级连接，并且所述主开关管(Q1)的源级通过所述第一二极管(D2)和副开关管(Q2)接地。

3.根据权利要求2所述的BUCK变换器自举驱动电路，其特征在于，所述窄脉冲驱动电路至少包括第一电阻(R1)、调整电容(C4)、第三二极管(D4)、第一三极管(Q3)、第四二极管(D5)、第二电阻(R2)以及第二三极管(Q4),其中，所述第二互补驱动信号(Lo)的端口与所述第一电阻(R1)、第三二极管(D4)以及第一三极管(Q3)的发射级连接；所述副开关管(Q2)的门极分别与第四二极管(D5)和第二三极管(Q4)的发射级连接。

4.根据权利要求3所述的BUCK变换器自举驱动电路，其特征在于，所述窄脉冲驱动电路的第一电阻(R1)、第三二极管(D4)、第一三极管(Q3)构成第一并联回路，其中，所述调整电容(C4)的一端与所述第一并联回路连接，另一端接地。

5.根据权利要求4所述的BUCK变换器自举驱动电路，其特征在于，所述第一三极管(Q3)的集电极分别与所述第四二极管(D5)和第二电阻(R2)连接；

所述第四二极管(D5)的一端与所述第二三极管(Q4)的基级连接，所述第二电阻(R2)的一端与所述第二三极管(Q4)的基级连接，其中，所述第二三极管(Q4)的集电极分别与所述调整电容(C4)、第二电阻(R2)以及所述副开关管(Q2)的源级连接，或者所述第二三极管(Q4)的集电极接地。

6.根据权利要求5所述的BUCK变换器自举驱动电路，其特征在于，所述窄脉冲驱动电路配置为至少能够通过调节所述第一电阻(R1)和/或调整电容(C4)调节窄脉冲的脉冲宽度。

7.根据权利要求6所述的BUCK变换器自举驱动电路，其特征在于，所述驱动芯片配置为通过所述窄脉冲驱动电路产生的窄脉冲控制所述副开关管(Q2)的导通时间，其中，所述自举电容(C3)通过所述副开关管(Q2)的导通以对所述自举电容(C3)充电，其中，所述驱动芯片配置为通过至少一次产生的窄脉冲以至少一次导通所述副开关管(Q2)从而积累所述自举电容(C3)的充电时间。

说明书

一种基于窄脉冲控制的BUCK变换器自举驱动电路

技术领域

[0001] 本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种基于窄脉冲控制的BUCK变换器自举驱动电路。

背景技术

[0002] BUCK电路以其拓扑结构简单，被广泛地用于各类降压(Step‑down)应用场景。BUCK电路又称为降压电路BUCK变换器，其基本特征是DC‑DC转换电路，输出电压低于输入电压。
BUCK变换器是一种非隔离型直流变换器。BUCK变换器的输入电流为脉动的，输出电流为连
续的。图4所示为最基本的BUCK变换器的电路，也可以称为BUCK变换器的基本拓扑。BUCK变
换器一般包括主开关管Q1、续流二极管D1、储能电感L、输出滤波电容C2以及输入滤波电容
C1。输入滤波电容C1一侧连接有输入电源。输出滤波电容C2一侧连接有负载。BUCK变换器的
工作原理如下：

[0003] 主开关管Q1的导通与关断受控制电路输出的驱动脉冲控制；当控制电路脉冲输出高电平时，主开关管Q1导通，并且续流二极管D1的阳极电压为零，阴极电压为输入电源的电
压，因此续流二极管D1反向截止；输入电源的电流流过储能电感L并向负载供电，此时储能
电感L的电流逐渐上升；在储能电感L的两端中产生左端为正、右端为负的自感电势阻碍电
流上升，储能电感L将电能转换为磁能存储起来。经过导通时间后，控制电路脉冲为低电平，
主开关管Q1关断，但是储能电感L中的电流不能突变，此时储能电感L两端产生右端为正、左
端为负的自感电势阻碍电流下降，从而使得续流二极管D1正向偏置导通，因此储能电感L中
的电流流向续流二极管D1构成回路。此时，回路中的电流值逐渐下降，储能电感L中存储的
磁能转换为电能，并释放出来为负载供电。经过关断时间后，控制电路脉冲输出高电平，使
得主开关管Q1导通，并重复上述过程。BUCK变换器中的滤波电容的作用是减低输出电压的
波动。续流二极管D1是必不可少少的元件，若无此二极管，BUCK变换器不仅不能正常工作，
而且在主开关管Q1由导通变为关断的情况下，储能电感L两端将产生很高的自感电势从而
损坏主开关管Q1。BUCK变换器有两种工作模式，根据储能电感L电流是否连续，即每个脉冲
周期开始储能电感L电流是否从零开始，将BUCK变换器分为电感电流连续工作模式和电感
电流断续工作模式。

[0004] 从图4所示的BUCK变换器的基本拓扑可以看出，其主开关管Q1处于高边，其源极并未与整个电路的地端相连，因此主开关管Q1的驱动需要由以Q1源极为基准的电源以及高边
驱动电路。常见的驱动电路有：采用脉冲变压器式的高边隔离式驱动电路、添加隔离辅助电
源以及高边驱动芯片的驱动电路、半桥式自举驱动电路。对于添加隔离辅助电源，设计繁琐
且所占空间较大，不利于高功率密度电源的设计。对于采用脉冲变压器作为驱动，脉冲变压
器体积也较大，并且不适合占空比变化范围较宽的应用场景。对于采用自举电路为高边的
MOS开关管驱动提供能量，自举式驱动电路最为简洁，但自举式驱动也有其自身的局限性，
一般而言，自举式驱动更适合于下管为MOS管的同步整流式BUCK变换器，当下管为常规二极
管时，自举电路的启动存在一定问题，尤其当负载为轻载或空载时，连续的开关机会造成自
举电容电压无法建立，从而导致BUCK变换器无法启动。

[0005] 基于此，公开号为CN108448886B的中国专利公开了一种Buck变换器自举驱动电路，包括主电路、辅助电源、控制电路、驱动芯片、自举电路、以及自举充电控制电路；所述控
制电路为驱动芯片提供信号方波，所述驱动芯片根据信号方波输出相应的驱动信号给主电
路和自举充电控制电路；所述自举电路与驱动芯片相连接并为驱动输出提供相应的电平转
换，所述自举充电控制电路为自举电路提供充电回路。如图5所示，该发明用MOS管M2、二极
管D2、电阻R1为自举电路构建了充电回路，只要控制得当，可保证在空载时也能正常稳定开
机。具体而言，该发明的自举充电控制电路可以在电路启动过程中为自举电路中的自举电
容提供充电回路，实现自举电路的自启动功能，且自启动功能不受负载条件的影响，同时自
举充电控制电路仅在系统启动的时候才投入工作，避免了自启动电路的无条件工作，降低
了系统的损耗，提升了系统的效率。但该方案没有考虑轻载且主开关管占空比较小时，输出
电容将通过该添加的自举充电支路放电，在电感上产生负向电流，增加了变换器的损耗，同
时所添加的二级管和MOS管需选用容量较大的型号，增加了电路成本。

[0006] 此外，一方面由于对本领域技术人员的理解存在差异；另一方面由于发明人做出本发明时研究了大量文献和专利，但篇幅所限并未详细罗列所有的细节与内容，然而这绝
非本发明不具备这些现有技术的特征，相反本发明已经具备现有技术的所有特征，而且申
请人保留在背景技术中增加相关现有技术之权利。

发明内容

[0007] 针对现有技术之不足，本发明提供一种基于窄脉冲控制的BUCK变换器自举驱动电路，至少包括BUCK电路。在所述BUCK电路中连接有自举充电支路和驱动所述自举充电支路
的驱动芯片。所述驱动芯片基于窄脉冲驱动的方式控制自举充电支路中的开关管，从而保
证自举充电时长的同时避免轻载或空载时支路中出现较大的负向电流。优选地，在所述
BUCK电路处于轻载/空载状态且所述BUCK电路的主开关管Q1占空比小于第一阈值的情况
下，所述驱动芯片基于窄脉冲驱动的方式减少所述自举充电支路中的副开关管Q2的导通时
间以避免所述BUCK电路和自举充电支路产生负向电流或降低所述BUCK电路和自举充电支
路中的负向电流。当负载较重或电感电流连续时，通过自举充电支路来解决自举电路启动
的问题。考虑到当负载较轻且主开关管占空比较小时，开关管导通时间较长，电感电流易出
现负向电流，增加损耗，同时当负向电流较大时，使得开关管和二极管需选用可通较大电流
的器件，增加了整体电路成本的问题。针对此问题，本发明采用窄脉冲驱动的方式控制自举
充电支路中的副开关管Q2，由于窄脉冲驱动信号的脉宽非常窄，副开关管Q2的导通时间非常
短，因此电感电流无法产生负向电流的通路，大大降低了轻载或空载时的负向电感电流大
小。

[0008] 根据一种优选实施方式，所述BUCK电路至少包括主开关管Q1、续流二极管D1、储能电感L、输入滤波电容C1和输出滤波电容C2。所述续流二极管D1的两端并联所述自举充电支
路。所述自举充电支路至少包括第一二极管D2、副开关管Q2、辅助电源VCC、自举电容C3以及窄
脉冲驱动电路。所述续流二极管D1与所述第一二极管D2和副开关管Q2并联，所述第一二极管
D2与副开关管Q2串联。所述辅助电源VCC与所述驱动芯片连接。所述驱动芯片通过窄脉冲驱
动电路与所述副开关管Q2的门极连接。

[0009] 根据一种优选实施方式，在所述辅助电源VCC与所述自举电容C3之间设置有第二二极管D3。所述辅助电源VCC、第二二极管D3、自举电容C3、第一二极管D2以及副开关管Q2依次连
接构成自举充电回路。

[0010] 根据一种优选实施方式，所述驱动芯片配置为产生两路带死区的第一互补驱动信号Ho和第二互补驱动信号Lo。所述第一互补驱动信号Ho用于驱动所述主开关管Q1。所述第
二互补驱动信号Lo通过所述窄脉冲驱动电路与所述副开关管Q2。

[0011] 根据一种优选实施方式，所述驱动芯片还与所述主开关管Q1的源级连接。所述主开关管Q1的源级通过所述第一二极管D2和副开关管Q2接地。

[0012] 根据一种优选实施方式，所述窄脉冲驱动电路至少包括第一电阻R1、调整电容C4、第三二极管D4、第一三极管Q3、第四二极管D5、第二电阻R2以及第二三极管Q4。所述第二互补
驱动信号Lo的端口与所述第一电阻R1、第三二极管D4以及第一三极管Q3的发射级连接。所述
副开关管Q2的门极分别与第四二极管D5和第二三极管Q4的发射级连接。

[0013] 根据一种优选实施方式，所述窄脉冲驱动电路的第一电阻R1、第三二极管D4、第一三极管Q3构成第一并联回路。所述调整电容C4的一端与所述第一并联回路连接，另一端接
地。

[0014] 根据一种优选实施方式，所述第一三极管Q3的集电极分别与所述第四二极管D5和第二电阻R2连接。所述第四二极管D5的一端与所述第二三极管Q4的基级连接，所述第二电阻
R2的一端与所述第二三极管Q4的基级连接。所述第二三极管Q4的集电极分别与所述调整电
容C4、第二电阻R2以及所述副开关管Q2的源级连接。或者所述第二三极管Q4的集电极接地。

[0015] 根据一种优选实施方式，所述窄脉冲驱动电路配置为至少能够通过调节所述第一电阻R1和/或调整电容C4调节窄脉冲的脉冲宽度。

[0016] 根据一种优选实施方式，所述驱动芯片配置为通过所述窄脉冲驱动电路产生的窄脉冲控制所述副开关管Q2的导通时间。所述自举电容C3通过所述副开关管Q2的导通以对所
述自举电容C3充电。所述驱动芯片配置为通过至少一次产生的窄脉冲以至少一次导通所述
副开关管Q2从而积累所述自举电容C3的充电时间。

附图说明

[0017] 图1是本发明的一种优选实施方式的电路结构示意图；

[0018] 图2是本发明的窄脉冲驱动电路的结构示意图；

[0019] 图3是本发明的窄脉冲驱动信号示意图；

[0020] 图4是现有技术的BUCK电路结构示意图；

[0021] 图5是现有技术的BUCK变换器自举驱动电路。

[0022] 附图标记列表

[0023] Q1：主开关管       Q2：副开关管        Q3：第一三极管

[0024] Q4：第二三极管     D1：续流二极管      D2：第一二极管

[0025] D3：第二二极管     D4：第三二极管      D5：第四二极管

[0026] C1：输入滤波电容   C2：输出滤波电容    C3：自举电容

[0027] C4：调整电容       R1：第一电阻        R2：第二电阻

[0028] L：储能电感        VCC：辅助电源       Ho：第一互补驱动信号

[0029] Lo：第二互补驱动信号

具体实施方式

[0030] 下面结合附图进行详细说明。

[0031] 优选地，针对本发明的技术问题进行详细说明。对于同步整流型的BUCK变换器自举驱动电路，在BUCK电路处于轻载/空载的状态下，储能电感L会进入电流断续工作模式。此
时输出滤波电容C2将通过储能电感L以及添加的自举充电回路放电，产生较大的负向电流，
该负向电流会造成额外的损耗。同时，如果负向电流过载，所增加的MOS管(如副开关管Q2)
和二极管需要选用大电流的MOS管和二极管，增加了器件的成本。具体而言，如图1、图4和图
5所示，在BUCK电路处于轻载/空载的状态下，可能出现电流过零的情况。而在同步整流中开
关管Q2是MOSFET管。MOSFET管的电流可以从漏级到源级，也可从源级到漏级，因此当BUCK电
路中的续流回路(例如图4中的输出滤波电容C2、储能电感L和续流二极管D1构成的回路，或
者是输出滤波电容C2、储能电感L、续流二极管D1和自举充电回路构成的回路)中没有电流的
情况下，输出电压要高于开关管节点电压，于是电流反灌回来，就出现了这种电感电流反向
的情况。优选地，如图1所示，输出滤波电容C2、储能电感、第一二极管D2、副开关管Q2构成回
路。在副开关管Q2导通的情况下，负向电流流经第一二极管D2和副开关管Q2，因此会造成额
外的损耗，也需要第一二极管D2和副开关管Q2采用大容量的型号，增加了成本。因此针对以
上问题，有两种解决方法，一种就是上述中采用大容量型号的器件，另一种是优化主开关管
Q1的占空比。但是，主开关管Q1占空比不可能一直保持较高的状态，会增加开关损耗。

[0032] 针对以上技术问题，本发明提供一种基于窄脉冲控制的BUCK变换器自举驱动电路。优选地，如图1所示，本发明的基于窄脉冲控制的BUCK变换器自举驱动电路至少包括
BUCK电路。在BUCK电路中连接有自举充电支路和驱动自举充电支路的驱动芯片。驱动芯片
基于窄脉冲驱动的方式控制自举充电支路中的开关管，从而保证自举充电时长的同时避免
轻载或空载时支路中出现较大的负向电流。优选地，在BUCK电路处于轻载/空载状态且BUCK
电路的主开关管Q1占空比小于第一阈值的情况下，驱动芯片基于窄脉冲驱动的方式减少自
举充电支路中的副开关管Q2的导通时间以避免BUCK电路和自举充电支路产生负向电流或
降低BUCK电路和自举充电支路中的负向电流。优选地，第一阈值可以是在50％到5％之间。
当负载较重或电感电流连续时，通过自举充电支路来解决自举电路启动的问题。考虑到当
负载较轻且主开关管占空比较小时，开关管导通时间较长，电感电流易出现负向电流，增加
损耗，同时当负向电流较大时，使得开关管和二极管需选用可通较大电流的器件，增加了整
体电路成本的问题。针对此问题，本发明采用窄脉冲驱动的方式控制自举充电支路中的副
开关管Q2，由于窄脉冲驱动信号的脉宽非常窄，副开关管Q2的导通时间非常短，因此电感电
流无法产生负向电流的通路，大大降低了轻载或空载时的负向电感电流大小。

[0033] 优选地，如图1和图4所示，BUCK电路至少包括主开关管Q1、续流二极管D1、储能电感L、输入滤波电容C1和输出滤波电容C2。优选地，如图1所示，续流二极管D1的两端并联自举充
电支路。自举充电支路至少包括第一二极管D2、副开关管Q2、辅助电源VCC、自举电容C3以及窄
脉冲驱动电路。续流二极管D1分别与第一二极管D2和副开关管Q2并联。第一二极管D2与副开
关管Q2串联。辅助电源VCC与驱动芯片连接。即辅助电源VCC给驱动芯片供电。驱动芯片通过窄
脉冲驱动电路与副开关管Q2的门极连接。优选地，驱动芯片一路接口接地。驱动芯片的一路
接口与主开关管Q1的栅极连接。驱动芯片的一路接口与主开关管Q1的源极连接。优选地，副
开关管Q2的源级接地。主开关管Q1的源极与第一二极管D2的阴极连接。因此主开关管Q1的源
极通过第一二极管D2和副开关管Q2接地。

[0034] 优选地，在辅助电源VCC与自举电容C3之间设置有第二二极管D3。辅助电源VCC、第二二极管D3、自举电容C3、第一二极管D2以及副开关管Q2依次连接构成自举充电回路。优选地，
在副开关管Q2导通的情况下，自举充电回路能够给自举电容C3充电。优选地，驱动芯片配置
为产生两路带死区的第一互补驱动信号Ho和第二互补驱动信号Lo。第一互补驱动信号Ho用
于驱动主开关管Q1。第二互补驱动信号Lo通过窄脉冲驱动电路与副开关管Q2。优选地，驱动
芯片的Vs端口与主开关管Q1的源极连接。通过以上设置方式，可以看出产生负向电流和对
自举电容C3充电均需要副开关管Q2的导通。但是需要说明的是，负向电流的产生是输出滤波
电容C2、储能电感L、第一二极管D2、副开关管Q2构成的回路的导通，即需要副开关管Q2导通。
即使副开关管Q2导通，电容放电使得储能电感L产生负向电感电流也需要时间，即整个回路
通过输出滤波电容C2放电产生负向的电感电流也需要一定的时间，因此只有在副开关管Q2
长时间导通的情况下才会产生较大的负向电感电流。基于此，通过窄脉冲控制副开关管Q2，
即副开关管Q2的导通时间为窄脉冲的持续时间，使得副开关管Q2的导通时间较短，从而导通
的回路中无法产生负向的电感电流，或者产生的负向电感电流极小。此外，开关管Q2的导通
也会使得自举充电回路为自举电容C3充电。因此开关管Q2的导通时间也需要保证自举电容
C3能够充入足够的电量，即需要保证自举电容C3的充电时间。针对此问题，一方面可以通过
调节窄脉冲的脉冲宽度，使其能够满足自举电容C3的充电时间，同时也要保证该脉冲宽度
足够小不会产生较大的负向电感电流。优选地，考虑到自举电容C3的充电时间可以累加，而
产生负向电感电流的时间无法累加，即自举电容C3可以通过多次短时间充电，而负向电流
无法通过多次短时间导通来累积增加，因此可以同减少窄脉冲的周期，使得副开关管Q2多
次短时间导通来保证自举电容C3充电时间的同时避免负向电感电流的产生。

[0035] 优选地，，驱动芯片配置为通过窄脉冲驱动电路产生的窄脉冲控制副开关管Q2的导通时间。自举电容C3通过副开关管Q2的导通以对自举电容C3充电。驱动芯片配置为通过至
少一次产生的窄脉冲以至少一次导通副开关管Q2从而积累自举电容C3的充电时间。

[0036] 通过以上设置方式，达到的有益效果是：

[0037] 一方面可避免电感中出现较大的负向电流，提高电路的效率；

[0038] 另一方面，所添加的自举充电支路中无大电流流过，元器件可选用通电流能力较小的元器件，降低电路成本。

[0039] 优选地，窄脉冲驱动电路至少包括第一电阻R1、调整电容C4、第三二极管D4、第一三极管Q3、第四二极管D5、第二电阻R2以及第二三极管Q4。第二互补驱动信号Lo的端口与第一
电阻R1、第三二极管D4以及第一三极管Q3的发射级连接。副开关管Q2的门极分别与第四二极
管D5和第二三极管Q4的发射级连接。

[0040] 根据一种优选实施方式，窄脉冲驱动电路的第一电阻R1、第三二极管D4、第一三极管Q3构成第一并联回路。调整电容C4的一端与第一并联回路连接，另一端接地。

[0041] 根据一种优选实施方式，第一三极管Q3的集电极分别与第四二极管D5和第二电阻R2连接。第四二极管D5的一端与第二三极管Q4的基级连接，第二电阻R2的一端与第二三极管
Q4的基级连接。第二三极管Q4的集电极分别与调整电容C4、第二电阻R2以及副开关管Q2的源
级连接。或者第二三极管Q4的集电极接地。

[0042] 根据一种优选实施方式，窄脉冲驱动电路配置为至少能够通过调节第一电阻R1和/或调整电容C4调节窄脉冲的脉冲宽度。通过该设置方式，能够调节窄脉冲的周期。

[0043] 根据一种优选实施方式，副开关管Q2配置为在窄脉冲驱动电路产生的窄脉冲的驱动下，基于自举电容的充电时间以开通或截止电感电流产生负向电流的通路。优选地，窄脉
冲驱动电路产生的窄脉冲驱动信号如图3所示，由于窄脉冲驱动信号的脉宽非常窄，副开关
管Q2的导通时间非常短，在保证自举电容充电时间的情况下，不给电感电流产生负向电流
的通路，大大降低了轻载或空载时的负向电感电流大小。

[0044] 本发明说明书包含多项发明构思，申请人保留根据每项发明构思提出分案申请的权利。本发明说明书包含多项发明构思，诸如“优选地”、“根据一个优选实施方式”或“可选
地”均表示相应段落公开了一个独立的构思，申请人保留根据每项发明构思提出分案申请
的权利。

[0045] 需要注意的是，上述具体实施例是示例性的，本领域技术人员可以在本发明公开内容的启发下想出各种解决方案，而这些解决方案也都属于本发明的公开范围并落入本发
明的保护范围之内。本领域技术人员应该明白，本发明说明书及其附图均为说明性而并非
构成对权利要求的限制。本发明的保护范围由权利要求及其等同物限定。