一种可变结构组合型LLC谐振变换器转让专利
申请号 : CN202011065713.8
文献号 : CN112234835B
文献日 : 2022-01-18
发明人 : 杨秋霞 , 陈乐 , 赵清林 , 王德玉 , 贺宏胜 , 郭栋
申请人 : 燕山大学
摘要 :
权利要求 :
1.一种可变结构组合型LLC谐振变换器,其特征在于,包括直流源、方波发生器、组合LLC谐振电路、组合变压器、组合整流滤波电路以及负载;所述组合LLC谐振电路包括第一LLC谐振支路和第二LLC谐振支路;所述组合变压器包括第一变压器和第二变压器;
所述直流源的输出端与所述方波发生器的输入端相连;
所述方波发生器的输出端分别与所述第一LLC谐振支路和所述第二LLC谐振支路的输入端相连;
所述第一LLC谐振支路的输出端与所述第一变压器的原边相连;所述第二LLC谐振支路的输出端与所述第二变压器的原边相连;
所述第一变压器和所述第二变压器的副边分别与所述组合整流滤波电路的输入端相连;
所述组合整流滤波电路的输出端与所述负载相连;所述方波发生器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管,所述第一开关管的漏极与所述第三开关管的漏极相连,所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极相连,所述第三开关管的源极与所述第四开关管的漏极相连,所述第二开关管的源极与所述第四开关管的源极相连;
所述方波发生器工作在四个模式,包括模式一、模式二、模式三和模式四;
所述模式一的工作状态下,所述第一开关管和所述第二开关管常断,所述第三开关管和所述第四开关管均为50%占空比互补导通;
所述模式二的工作状态下,所述第三开关管和所述第四开关管常断,所述第一开关管和所述第二开关管均为50%占空比互补导通;
所述模式三的工作状态下,所述第三开关管常断,所述第四开关管常通,所述第一开关管和所述第二开关管均为50%占空比互补导通;
所述模式四的工作状态下,所述第一开关管和所述第四开关管同时导通,并分别与所述第二开关管、所述第三开关管互补导通,占空比均为50%;每个模式均采用调频控制;
模式过渡采用占空比调节渐进过渡,频率调节维持输出稳定;
由模式一过渡到模式二,所述第一开关管和所述第二开关管的起始驱动信号分别同步到所述第三开关管和所述第四开关管,所述第三开关管和所述第四开关管保持50%占空比互补导通,所述第一开关管和所述第二开关管的占空比逐步从0%升到50%,同时通过频率调节维持输出电压稳定,当所述第一开关管和所述第二开关管升到50%占空比时,所述第三开关管和所述第四开关管的驱动信号关闭,过渡完成;
由模式二过渡到模式三时,所述第一开关管和所述第二开关管保持50%占空比互补导通,所述第三开关管保持常断,所述第四开关管同步到所述第一开关管,所述第四开关管的占空比逐步从0%升到100%,同时通过频率调节维持输出电压稳定,当所述第四开关管的占空比为100%时,过渡完成;
由模式三过渡到模式四时,所述第四开关管的占空比逐步从100%减小到50%,相应的所述第四开关管与所述第三开关管互补导通,同时通过频率调节维持输出电压稳定,当所述第一开关管和所述第四开关管同时导通,并分别与所述第二开关管、所述第三开关管互补导通占空比均为50%时,过渡完成。
2.根据权利要求1所述可变结构组合型LLC谐振变换器,其特征在于,所述第一LLC谐振支路由第一谐振电感、第一谐振电容以及第一激磁电感组成,所述第一谐振电感的一端与所述第一开关管的源极连接,所述第一谐振电感的另一端与所述第一谐振电容的一端连接;所述第一谐振电容的另一端分别与所述第一激磁电感的一端以及所述第一变压器原边绕组的同名端相连,所述第一激磁电感的另一端分别与所述第三开关管的源极和所述第一变压器原边绕组的异名端相连;
所述第二LLC谐振支路由第二谐振电感、第二谐振电容以及第二激磁电感组成;所述第二谐振电感的一端与所述第一开关管的源极连接,所述第二谐振电感的另一端与所述第二谐振电容的一端连接;所述第二谐振电容的另一端分别与所述第二激磁电感的一端以及所述第二变压器原边绕组的同名端相连,所述第二激磁电感的另一端分别与所述第四开关管的源极和所述第二变压器原边绕组的异名端相连。
3.根据权利要求2所述可变结构组合型LLC谐振变换器,其特征在于,所述组合整流滤波电路包括整流电路和输出滤波电容,所述整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第六二极管;所述第一二极管的阴极与所述第三二极管的阴极、所述第五二极管的阴极、所述输出滤波电容的一端以及所述负载的一端相连;所述第六二极管的阳极与所述第四二极管的阳极、所述第二二极管的阳极、所述输出滤波电容的另一端以及所述负载的另一端相连;所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极相连,所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阴极相连,所述第五二极管的阳极与所述第六二极管的阴极相连;所述第一变压器副边绕组的同名端连接所述第一二极管的阳极;
所述第一变压器副边绕组的异名端连接所述第二变压器副边绕组的同名端以及所述第三二极管的阳极;所述第二变压器副边绕组的异名端连接所述第五二极管的阳极。
4.根据权利要求2所述可变结构组合型LLC谐振变换器,其特征在于,所述第一谐振电感和所述第二谐振电感的电感值相等;所述第一激磁电感和所述第二激磁电感的电感值相等;所述第一谐振电容和所述第二谐振电容的电容值相等;所述第一变压器和所述第二变压器的原副边绕组匝比相等。
说明书 :
一种可变结构组合型LLC谐振变换器
技术领域
背景技术
时高频的工作状态、变压器激磁电感和漏感的利用,有利于减小磁性元件体积,提高了变换
器的功率密度。
发明内容
第二LLC谐振支路;所述组合变压器包括第一变压器和第二变压器;
第二开关管的漏极相连,所述第三开关管的源极与所述第四开关管的漏极相连,所述第二
开关管的源极与所述第四开关管的源极相连。
一端与所述第一谐振电容的一端连接;所述第一谐振电容的另一端分别与所述第一激磁电
感的一端以及所述第一变压器原边绕组的同名端相连,所述第一激磁电感的另一端分别与
所述第三开关管的源极和所述第一变压器原边绕组的异名端相连;
谐振电容的一端连接;所述第二谐振电容的另一端分别与所述第二激磁电感的一端以及所
述第二变压器原边绕组的同名端相连,所述第二激磁电感的另一端分别与所述第四开关管
的源极和所述第二变压器原边绕组的异名端相连。
一二极管的阴极与所述第三二极管的阴极、所述第五二极管的阴极、所述输出滤波电容的
一端以及所述负载的一端相连;所述第六二极管的阳极与所述第四二极管的阳极、所述第
二二极管的阳极、所述输出滤波电容的另一端以及所述负载的另一端相连;所述第一二极
管的阳极与所述第二二极管的阴极相连,所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阴极
相连,所述第五二极管的阳极与所述第六二极管的阴极相连;所述第一变压器副边绕组的
同名端连接所述第一二极管的阳极;所述第一变压器副边绕组的异名端连接所述第二变压
器副边绕组的同名端以及所述第三二极管的阳极;所述第二变压器副边绕组的异名端连接
所述第五二极管的阳极。
制。
空比互补导通,所述第一开关管和所述第二开关管的占空比逐步从0%升到50%,同时通过
频率调节维持输出电压稳定,当所述第一开关管和所述第二开关管升到50%占空比时,所
述第三开关管和所述第四开关管的驱动信号关闭,过渡完成;
管,其占空比逐步从0%升到100%,同时通过频率调节维持输出电压稳定,当所述第四开关
管的占空比为100%时,过渡完成;
当所述第一开关管和所述第四开关管同时导通,并分别与所述第二开关管、所述第三开关
管互补导通占空比均为50%时,过渡完成。
相等;所述第一变压器和所述第二变压器的原副边绕组匝比相等。
附图说明
明的一些实施例,对于本领域普通技术人员来讲,在不付出创造性劳动性的前提下,还可以
根据这些附图获得其他的附图。
一谐振电感和第二谐振电感;Lm1和Lm2分别为第一激磁电感和第二激磁电感;T1和T2分别为
第一变压器和第二变压器; D1、D2、D3、D4、D5、D6分别为第一、第二、第三、第四、第五、第六二
极管;D′1、D′2、D′3、D′4分别为等效整流第一、第二、第三、第四二极管;Co为输出滤波电容;Ro
为负载;R31、R32为模式三基波分析等效负载;R41、R42为模式四基波分析等效负载;Np1和Ns1分
别为变压器T1的原边绕组和副边绕组, Np2和Ns2分别为变压器T2的原边绕组和副边绕组;Vo
为输出电压。
具体实施方式
本发明一部分的实施例,而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例,本领域普通技术人
员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例,都应当属于本发明保护的范
围。
的数据在适当情况下可以互换,以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或
描述的那些以外的顺序实施。此外,术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形,意图在于覆
盖不排他的包含,例如,包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于
清楚地列出的那些步骤或单元,而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品
或设备固有的其它步骤或单元。
压器、组合整流滤波电路以及负载。组合谐振电路包括第一LLC谐振支路和第二LLC谐振支
路;组合变压器包括第一变压器T1和第二变压器T2。直流源的输出端与方波发生器的输入端
相连;方波发生器的输出端分别与第一LLC谐振支路和第二LLC谐振支路的输入端相连,第
一 LLC谐振支路的输出端与第一变压器的原边相连;第二LLC谐振支路的输出端与第二变
压器的原边相连;第一变压器和第二变压器的副边分别与组合整流滤波电路的输入端相
连;组合整流滤波电路的输出端与负载相连。
接第二开关管S2的漏极,第三开关管S3的源极连接第四开关管S4的漏极,第二开关管S2的源
极连接第四开关管S4的源极。第一开关管S1的漏极与直流源的正极相连,第二开关管S2的源
极与直流源的负极相连。
S2的漏极),第一谐振电感Lr1的另一端和第一谐振电容Cr1的一端连接;第一谐振电容Cr1的
另一端分别与第一激磁电感Lm1的一端以及第一变压器T1原边绕组Np1的同名端相连,第一激
磁电感Lm1的另一端分别连接第三开关管S3的源极(也就是第四开关管S4的漏极)和第一变
压器T1原边绕组Np1的异名端。
谐振电感Lr2的另一端和第二谐振电容Cr2的一端连接;第二谐振电容Cr2的另一端分别与第
二激磁电感Lm2的一端以及第二变压器 T2原边绕组Np2的同名端相连,第二激磁电感Lm2的另
一端分别连接第四开关管S4的源极(也就是第二开关管S2的源极)和第二变压器T2原边绕组
Np2的异名端。
的阴极与第三二极管D3的阴极、第五二极管D5的阴极、输出滤波电容Co的一端以及负载Ro的
一端相连;第六二极管D6的阳极与第四二极管D4的阳极、第二二极管D2的阳极、输出滤波电
容Co的另一端以及负载Ro的另一端相连;且第一二极管D1的阳极与第二二极管D2的阴极相
连,第三二极管D3的阳极与第四二极管D4的阴极相连,第五二极管D5的阳极与第六二极管D6
的阴极相连。第一变压器T1副边绕组Ns1同名端连接第一二极管D1的阳极;第一变压器T1副边
绕组Ns1异名端连接第二变压器T2副边绕组Ns2同名端以及第三二极管D3的阳极;第二变压器
T2副边绕组Ns2异名端连接第五二极管D5的阳极。
等,为Lm;第一变压器和第二变压器的原副边绕组匝比相等为n:1;对应的参考谐振频率:
激磁电感与谐振电感的参考比例系数: 参考特征阻抗:
归一化频率fn是工作频率fs与谐振频率fr的比值:
空比互补导通;第一二极管D1、第四二极管D4、第五二极管D5在半个周期同时工作,其中第一
二极管D1和第五二极管D5处于并联状态;第二二极管D2、第三二极管D3、第六二极管D6在另半
个周期工作,其中第二二极管D2和第六二极管D6处于并联状态;并联导通的二极管并没有增
加导通损耗。
的1/2 ;因此模式一的谐振频率点为 : 等效阻 抗:
等效匝数比为:2n:1,负载为Ro的情况下品质因数为:
导通;第一LLC谐振支路和第一变压器处于断路状态,能量通过第二LLC谐振支路和第二变
压器传递到副边;整流电路第三二极管D3、第六二极管D6和第四二极管D4、第五二极管D5交
替工作,第一二极管D1、第二二极管D2不工作,为全桥整流电路。
比互补导通;第一谐振支路和第二谐振支路同时工作在半桥LLC谐振电路状态,第一变压器
和第二变压器副边串联;整流电路第一二极管D1、第六二极管D6和第二二极管D2、第五二极
管D5交替工作,第三二极管D3、第四二极管D4不工作,为全桥整流电路。
增益增大一倍;对应的第一谐振腔和第二谐振腔的谐振频率:
等效阻抗: 两者对应变压器
匝数比均为为:n:1,其等效负载分别为R31、R32,两路LLC 谐振网络的品质因数分别为:
和
通,占空比均为50%;第一谐振LLC支路全桥输入状态和第二谐振LLC半桥输入状态,第一变
压器和第二变压器副边串联;整流电路第一二极管D1、第六二极管D6和第二二极管D2、第五
二极管D5交替工作,第三二极管D3、第四二极管D4不工作,为全桥整流电路。
等效阻抗: 对应变压器匝数
比均为为:n:1,全桥能量传输是半桥的两倍,其等效负载分别为R41、 R42,两路LLC谐振网络
的品质因数分别为: 和
激磁电感Lm1和第二激磁电感Lm2的电感值相等,为53.9uH;谐振频率点fr=140kHz;激磁电感
与谐振电感的参考比例系数: ko=3.5;第一变压器和第二变压器的匝数比均为1.33:1,恒
流输出7.3A,模式一到模式四谐振频率点输出电压75V‑450V,最大输出功率为3.3kW。
所示,由归一化频率fn可以看出,在6倍的增益环境下,频率范围得到有效限制。在谐振频率
点模式一到模式四的增益比为 1:2:4:6,本发明有效拓宽了传统LLC的增益。
frequency modulation,脉冲频率调制)调节的工作状态;输出电压上升达到过渡设定值
Uo_ref1的时候,模式一开始向模式二过渡,第一开关管S1和第二开关管S2的起始驱动信号
分别同步到第三开关管S3和第四开关管S4,第三开关管S3和第四开关管S4保持50%占空比
互补导通,第一开关管S1和第二开关管S2的占空比逐步从0%升到50%,同时通过频率调节
维持输出电压稳定,当第一开关管S1和第二开关管S2升到50%占空比时,第三开关管S3和第
四开关管S4的驱动信号关闭,过渡完成;之后拓扑进入模式二PFM 调节的工作状态;输出电
压上升达到过渡设定值Uo_ref2的时候,模式一开始向模式二过渡,第一开关管S1和第二开
关管S2保持50%占空比互补导通,第三开关管S3保持常断,第四开关管S4驱动起始信号同步
到第一开关管S1,其占空比逐步从0%升到100%,同时通过频率调节维持输出电压稳定,当
第四开关管S4的占空比为100%时,过渡完成;之后拓扑进入模式三PFM调节的工作状态;输
出电压上升达到过渡设定值Uo_ref3的时候,模式三开始向模式四过渡,第四开关管S4的占
空比逐步从100%减小到50%,相应的第四开关管S4与第三开关管S3互补导通,同时通过频
率调节维持输出电压稳定,当第一开关管、第四开关管同时导通,并分别与第二开关管、第
三开关管互补导通占空比均为50%时,过渡完成。之后拓扑进入模式四PFM调节的工作状
态;当输出电压上升达到恒压充电Uo_ref4的时候,模式四进入恒压充电的工作状态;恒压
充电的过程的同时检测电池的充电量,当电池电量充满后,恒压充电结束,工作完成。
然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改,或者对其中部分或者全部技术特征进
行等同替换;而这些修改或者替换,并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术
方案的范围。