续流二极管电压补偿电路

摘要

本发明提供了一种续流二极管电压补偿电路，其特征在于，其连接恒压开关电源电路并提高所述恒压开关电源电路输出电压的稳定性；其包括：补偿电路电阻、补偿电路二极管、电流源、放大器、第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管和补偿电路电容。本发明的补偿电路通过检测续流二极管阳极和阴极的电压差，并与设定的补偿电路二极管的导通电压进行比较，以判断恒压输出电路的负载电流值。当恒压输出电路工作于轻负载模式时，不对续流二极管的电压变化进行补偿；而当恒压输出电路工作于重负载模式时，对续流二极管的电压变化进行补偿。在补偿后即使续流二极管的电压随负载电流发生变化，也不会导致输出电压值发生变化，从而使输出电压值维持在恒定水平。

权利要求

1.一种续流二极管电压补偿电路，其特征在于，其连接恒压开关电源电路并提高所述恒压开关电源电路输出电压的稳定性；所述续流二极管电压补偿电路包括：补偿电路电阻、补偿电路二极管、电流源、第一放大器、第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、补偿电路电容和反相器；

所述恒压开关电源电路包括：

输入电压源，其用于提供输入电压；

负载，其用于承载输出电压；

功率管，其漏极连接所述输入电压源的正极，源极接地；

续流二极管，其阴极连接所述功率管的源极，阳极连接所述输入电压源的负极；

电感，其一端连接所述续流二极管的阴极，另一端连接所述负载的正极；

输出电容，其一端连接所述负载的正极，另一端连接所述负载的负极；

采样二极管，其阳极连接所述负载的正极；

第一分压电阻和第二分压电阻，所述第一分压电阻的一端连接所述采样二极管的阴极，另一端连接所述第二分压电阻的一端，所述第二分压电阻的另一端接地；所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的连接点连接所述第三NMOS管的源极；

采样电容，其一端连接所述采样二极管的阴极，另一端接地；

误差放大器，其负信号输入端连接所述第三NMOS管的漏极；

参考电压源，其正极连接所述误差放大器的正信号输入端，负极接地；

控制和驱动模块，其输入端连接所述误差放大器的输出端，输出端连接所述功率管的栅极，用于根据所述误差放大器的输出电压值，调节所述功率管的开关占空比并驱动所述功率管；

所述补偿电路电阻的一端连接所述负载的负极，另一端连接所述第一放大器的正信号输入端；所述第一放大器的负信号输入端连接所述电流源；所述补偿电路二极管的阳极连接所述第一放大器的负信号输入端，阴极接地；所述第一放大器的输出端连接所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的栅极；所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的源极接地；所述第一NMOS管的漏极连接所述第一放大器的正信号输入端；所述第二NMOS管的漏极连接所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的连接点；所述第三NMOS管的栅极连接所述控制和驱动模块的输出端；所述补偿电路电容的一端连接所述第三NMOS管的漏极，另一端接地；所述反相器的一端连接所述控制和驱动模块的输出端，另一端连接所述第三NMOS管的栅极。

2.根据权利要求1所述的续流二极管电压补偿电路，其特征在于，当VD1

当VD1>VD3时，所述输出电压满足如下关系式：上式中，Vout为所述输出电压的电压值，Vr为所述参考电压源的电压值，VD1为所述续流二极管导通时阳极和阴极之间的电压差值，VD2为所述采样二极管导通时阳极和阴极之间的电压差值，VD3为所述补偿电路二极管导通时阳极和阴极之间的电压差值，R1为所述第一分压电阻的电阻值，R2为所述第二分压电阻的电阻值。

3.根据权利要求2所述的续流二极管电压补偿电路，其特征在于，所述第一分压电阻、所述第二分压电阻和所述补偿电路电阻的电阻值满足如下关系式：上式中，R1为所述第一分压电阻的电阻值，R2为所述第二分压电阻的电阻值，R3为所述补偿电路电阻的电阻值。

4.根据权利要求1所述的续流二极管电压补偿电路，其特征在于，所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的沟道长度和宽度相同。

5.根据权利要求4所述的续流二极管电压补偿电路，其特征在于，当VD1VD3时，所述第二NMOS管的漏极电流值满足下式：上式中，Id2为所述第二NMOS管的漏极电流值，VD1为所述续流二极管导通时阳极和阴极之间的电压差值，VD3为所述补偿电路二极管导通时阳极和阴极之间的电压差值，R3为所述补偿电路电阻的电阻值。

说明书

续流二极管电压补偿电路

技术领域

[0001] 本发明涉及集成电路设计及应用领域，特别是涉及一种续流二极管电压补偿电路。

背景技术

[0002] 恒压开关电源电路已广泛运用于电源适配器、充电器等控制电路中，随着手机等便携设备的普及，相关的研究开发工作也备受业界重视。

[0003] 目前，在现有的恒压开关电源电路中，其输出电压为设定值。在理想状态下，该输出电压值应该不会随应用环境的改变而发生变化。例如，在一个已有技术方案中，通过功率
管、电感、续流二极管和输出电容构成一个恒压开关电源电路，输出电容与负载并联，用于
稳定输出电压。由两个串联的分压电阻和采样二极管对输出电压值进行采样，设置一个误
差放大器将采样得到的信号与参考电压源进行比较，引入一个控制和驱动模块，其根据误
差放大器的输出电压值，调节功率管的开关占空比并驱动功率管，从而使输出电压值维持
在恒定水平。

[0004] 然而，当恒压开关电源电路应用在复杂环境下时，负载电流变化范围非常宽。受续流二极管导通电压的影响，随着输出电流不断增大，输出电压会降低。这将影响输出电压的
精确度，使得恒压开关电源电路的输出电压稳定性变差，造成终端设备不能处于良好的工
作状态。

[0005] 因此，有必要提出一种新的续流二极管电压补偿电路，解决上述问题。

发明内容

[0006] 鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种续流二极管电压补偿电路，用于解决现有技术中输出电流变化导致输出电压稳定性变差的问题。

[0007] 为实现上述目的及其它相关目的，本发明提供了一种续流二极管电压补偿模块，其特征在于，其连接恒压开关电源电路并提高所述恒压开关电源电路输出电压的稳定性；
所述续流二极管电压补偿电路包括：补偿电路电阻、补偿电路二极管、电流源、放大器、第一
NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管和补偿电路电容；

[0008] 所述恒压开关电源电路包括：

[0009] 输入电压源，其用于提供输入电压；

[0010] 负载，其用于承载输出电压；

[0011] 功率管，其漏极连接所述输入电压源的正极，源极接地；

[0012] 续流二极管，其阴极连接所述功率管的源极，阳极连接所述输入电压源的负极；

[0013] 电感，其一端连接所述续流二极管的阴极，另一端连接所述负载的正极；

[0014] 输出电容，其一端连接所述负载的正极，另一端连接所述负载的负极；

[0015] 采样二极管，其阳极连接所述负载的正极；

[0016] 第一分压电阻和第二分压电阻，所述第一分压电阻的一端连接所述采样二极管的阴极，另一端连接所述第二分压电阻的一端，所述第二分压电阻的另一端接地；所述第一分
压电阻和所述第二分压电阻的连接点连接所述第三NMOS管的源极；

[0017] 采样电容，其一端连接所述采样二极管的阴极，另一端接地；

[0018] 误差放大器，其负信号输入端连接所述第三NMOS管的漏极；

[0019] 参考电压源，其正极连接所述误差放大器的正信号输入端，负极接地；

[0020] 控制和驱动模块，其输入端连接所述误差放大器的输出端，输出端连接所述功率管的栅极，用于根据所述误差放大器的输出电压值，调节所述功率管的开关占空比并驱动
所述功率管；

[0021] 所述补偿电路电阻的一端连接所述负载的负极，另一端连接所述放大器的正信号输入端；所述放大器的负信号输入端连接所述电流源；所述补偿电路二极管的阳极连接所
述放大器的负信号输入端，阴极接地；所述放大器的输出端连接所述第一NMOS管和所述第
二NMOS管的栅极；所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的源极接地；所述第一NMOS管的漏极
连接所述放大器的正信号输入端；所述第二NMOS管的漏极连接所述第一分压电阻和所述第
二分压电阻的连接点；所述第三NMOS管的栅极连接所述控制和驱动模块的输出端；所述补
偿电路电容的一端连接所述第三NMOS管的漏极，另一端接地。

[0022] 作为本发明的一种可选方案，所述续流二极管电压补偿电路还包括反相器，所述反相器的一端连接所述控制和驱动模块的输出端，另一端连接所述第三NMOS管的栅极。

[0023] 作为本发明的一种可选方案，当VD1

[0024]

[0025] 当VD1>VD3时，所述输出电压满足如下关系式：

[0026]

[0027] 上式中，Vout为所述输出电压的电压值，Vr为所述参考电压源的电压值，VD1为所述续流二极管导通时阳极和阴极之间的电压差值，VD2为所述采样二极管导通时阳极和阴极之
间的电压差值，VD3为所述补偿电路二极管导通时阳极和阴极之间的电压差值，R1为所述第
一分压电阻的电阻值，R2为所述第二分压电阻的电阻值。

[0028] 作为本发明的一种可选方案，所述第一分压电阻、所述第二分压电阻和所述补偿电路电阻的电阻值满足如下关系式：

[0029]

[0030] 上式中，R1为所述第一分压电阻的电阻值，R2为所述第二分压电阻的电阻值，R3为所述补偿电路电阻的电阻值。

[0031] 作为本发明的一种可选方案，所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的沟道长度和宽度相同。

[0032] 作为本发明的一种可选方案，当VD1VD3时，所述第二NMOS管的漏极电流值满足下式：

[0033]

[0034] 上式中，Id2为所述第二NMOS管的漏极电流值，VD1为所述续流二极管导通时阳极和阴极之间的电压差值，VD3为所述补偿电路二极管导通时阳极和阴极之间的电压差值，R3为
所述补偿电路电阻的电阻值。

[0035] 如上所述，本发明提供一种续流二极管电压补偿电路，具有以下有益效果：

[0036] 本发明提供的续流二极管电压补偿电路通过检测续流二极管阳极和阴极的电压差，并与设定的补偿电路二极管的导通电压进行比较，以判断恒压输出电路的负载电流值。
当恒压输出电路工作于轻负载模式时，不对续流二极管的电压变化进行补偿；而当恒压输
出电路工作于重负载模式时，对续流二极管的电压变化进行补偿。在补偿后即使续流二极
管的电压随负载电流发生变化，也不会导致输出电压值发生变化，从而使输出电压值维持
在恒定水平。

附图说明

[0037] 图1显示为现有技术中的恒压开关电源电路的示意图；

[0038] 图2显示为二极管伏安特性示意图；

[0039] 图3显示为本发明实施例中提供的续流二极管电压补偿电路的示意图；

[0040] 元件标号说明：101‑误差放大器；102‑控制和驱动模块；201‑误差放大器；202‑控制和驱动模块；203‑放大器。

具体实施方式

[0041] 以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其它优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实
施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离
本发明的精神下进行各种修饰或改变。

[0042] 请参阅图1至图3需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，虽图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、
形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的形态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件
布局形态也可能更为复杂。

[0043] 如图1所示，是本实施例所提供的恒压开关电源电路的示意图。

[0044] 在图1中，功率管Q1、电感L1、续流二极管D1和输出电容C1构成了一个基本的恒压开关电源电路。输入电压为Vin，而施加于负载R0上的输出电压为Vout。所述输出电容C1与所
述负载R0并联，用于稳定输出电压Vout。第一分压电阻R1、第二分压电阻R2和采样二极管D2
用于对所述输出电压Vout进行采样。误差放大器101将采样得到的信号与参考电源Vr进行比
较，控制和驱动模块102用于根据所述误差放大器101的输出电压值，调节所述功率管Q1的
开关占空比并驱动所述功率管Q1。

[0045] 具体地，当所述功率管Q1导通时，所述电感L1中的电流增大，所述续流二极管D1关断。电感电流通过所述功率管Q1、所述电感L1和所述负载R0后回到输入电源Vin的负端；而当
所述功率管Q1关断时，所述电感L1中的电流减小，所述续流二极管D1从关断状态转变为导
通续流状态。

[0046] 在所述电感L1中的电流减小的过程中，电感电流通过所述负载R0和所述续流二极管D1后回到所述电感L1。所述电感L1正端电压值VL=Vout+VD1，其中，Vout为输出电压值，VD1为
所述续流二极管D1导通时阳极与阴极之间的电压差值。通过所述电感L1的电流的一部分通
过所述采样二极管D2并为采样电容C2充电，所述采样电容C2正端电压值VC2=VL‑VD2。所述第
一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2连接在所述采样电容C2的正端和地线之间，所述第一
分压电阻R1和所述第二分压电阻R2的连接点Vfb的电压值为Vfb， 。根据以
上公式可以推导得到： 。

[0047] 所述误差放大器101的正信号输入端连接作为基准的参考电压源Vr，其电压值为Vr；负信号输入端连接所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2的连接点Vfb，其电压值
为Vfb。所述控制和驱动模块102根据所述误差放大器101的输出电压值，调节所述功率管Q1
的工作占空比，从而改变所述输出电压Vout的电压值。当所述误差放大器101的正信号输入
端和负信号输入端的电压信号相等时，所述恒压开关电源电路的输出电压将达到稳定值。
此时， ，上式通过转换后可以得到输出电压Vout的
计算公式： 。上式中，所述参考电压源Vr的电压值Vr以及所述
第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2的电阻值皆为固定常数，因此，所述输出电压Vout将
随着VD1和VD2的变化而变化，而VD1和VD2分别是所述续流二极管D1和所述采样二极管D2在导
通时，其阳极和阴极间的电压差值。

[0048] 如图2所示，是二极管伏安特性示意图，其展示了通过二极管的电流随其两端电压差值变化曲线图。图2中，当二极管上的正电压从零增大到大于死区电压V1时，二极管将由
关断变为导通，通过二极管的电流也随之由零增大。当二极管导通时，其阳极和阴极之间的
电压差值随着通过二极管的电流的变化而变化，通过二极管的电流越大，阳极与阴极之间
的电压差值越大。

[0049] 通 过 所 述 采 样 二 极 管 D 2 的 平 均 电 流 可 以 由 下 式 得 到 ：。从上式可以看出，在电路设计时，采用电阻值较大的
所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2时，电流ID2较小，这使得所述采样二极管D2的
阳极和阴极间的电压差VD2略大于死区电压。可选地，VD2≈0.5V。即使Vout和VD2的变化导致电
流ID2产生了一定幅度的变化，由于电流值ID2很小，变化范围很窄，使得VD2基本保持不变，可
以忽略Vout随着VD2变化的影响。

[0050] 然而，当上述恒压开关电源电路工作在复杂环境下时，所述负载R0的电流变化范围非常宽，其最小值可为0，而最大值则可达到所述续流二极管D1的最大限流值。当所述续
流二极管D1导通时，其平均电流ID1与通过所述负载R0的电流相等，也将跟随所述负载R0的
电流变化在很宽的范围内变化。这将导致所述续流二极管D1阳极和阴极之间的电压差值VD1
也跟随所述负载R0的电流变化在很宽的范围内变化。根据前文推导的输出电压Vout的计算
公式： ，所述负载R0的电流变化所引起的所述续流二极管D1
阳极和阴极之间的电压差值VD1的变化，进而导致所述输出电压Vout随之变化，从而使得上述
恒压开关电源电路的输出电压稳定性变差。

[0051] 综上所述，在上述恒压开关电源电路中，所述续流二极管D1阳极和阴极之间的电压差值VD1跟随负载电流变化，导致所述输出电压Vout随之变化，这使得恒压开关电源电路的
输出电压的稳定性较差。因此，有必要提出一种的新的续流二极管电压补偿电路，以提高输
出电压的稳定性。

[0052] 请参阅图3，针对上述恒压开关电源电路的缺陷，本实施例提供了一种续流二极管电压补偿电路，其特征在于，其连接恒压开关电源电路并提高所述恒压开关电源电路输出
电压的稳定性；所述续流二极管电压补偿电路包括：补偿电路电阻R3、补偿电路二极管D3、
电流源I3、放大器203、第一NMOS管N1、第二NMOS管N2、第三NMOS管N3和补偿电路电容C3。

[0053] 所述恒压开关电源电路的结构及工作原理基本与图1所示不带续流二极管电压补偿电路的恒压开关电源电路相同，具体地，包括：

[0054] 输入电压源Vin，其用于提供输入电压Vin；

[0055] 负载R0，其用于承载输出电压Vout；

[0056] 功率管Q1，其漏极连接所述输入电压源Vin的正极，源极接地；

[0057] 续流二极管D1，其阴极连接所述功率管Q1的源极，阳极连接所述输入电压源Vin的负极；

[0058] 电感L1，其一端连接所述续流二极管D1的阴极，另一端连接所述负载R0的正极；

[0059] 输出电容C1，其一端连接所述负载R0的正极，另一端连接所述负载R0的负极；

[0060] 采样二极管D2，其阳极连接所述负载R0的正极；

[0061] 第一分压电阻R1和第二分压电阻R2，所述第一分压电阻R1的一端连接所述采样二极管D2的阴极，另一端连接所述第二分压电阻R2的一端，所述第二分压电阻R2的另一端接
地；所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2的连接点连接所述第三NMOS管N3的源极；

[0062] 采样电容C2，其一端连接所述采样二极管D2的阴极，另一端接地；

[0063] 误差放大器201，其负信号输入端连接所述第三NMOS管N3的漏极；

[0064] 参考电压源Vr，其正极连接所述误差放大器201的正信号输入端，负极接地；

[0065] 控制和驱动模块202，其输入端连接所述误差放大器201的输出端，输出端连接所述功率管Q1的栅极，用于根据所述误差放大器201的输出电压值，调节所述功率管Q1的开关
占空比并驱动所述功率管Q1。

[0066] 当所述控制和驱动模块202输出高电平时，所述功率管Q1导通，所述电感L1中的电流线性增大，此时所述续流二极管D1关断，电感电流通过所述功率管Q1、所述电感L1和所述
负载R0后回到所述输入电压源Vin负端。当所述控制和驱动模块202输出低电平时，所述功率
管Q1关断，所述电感L1中的电流线性减小，所述续流二极管D1从关断变为导通续流。在所述
电感L1中的电流线性减小的过程中，电感电流通过所述负载R0、所述续流二极管D1后回到
所述电感L1。所述续流二极管D1的阴极电压为0，阳极电压为VD1。

[0067] 如图3所示，为了解决图1中的恒压开关电源电路输出电压的稳定性不佳的问题，本实施例在图1的恒压开关电源电路的基础上增加了续流二极管电压补偿电路。具体的，其
与恒压开关电源电路的连接关系如下：所述补偿电路电阻R3的一端连接所述负载R0的负
极，另一端连接所述放大器203的正信号输入端；所述放大器203的负信号输入端连接所述
电流源I3；所述补偿电路二极管D3的阳极连接所述放大器203的负信号输入端，阴极接地；
所述放大器203的输出端连接所述第一NMOS管N1和所述第二NMOS管N2的栅极；所述第一
NMOS管N1和所述第二NMOS管N2的源极接地；所述第一NMOS管N1的漏极连接所述放大器203
的正信号输入端；所述第二NMOS管N2的漏极连接所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻
R2的连接点；所述第三NMOS管N3的栅极连接所述控制和驱动模块202的输出端；所述补偿电
路电容C3的一端连接所述第三NMOS管N3的漏极，另一端接地。

[0068] 作为示例，如图3所示，所述续流二极管电压补偿电路还包括反相器INV，所述反相器INV的一端连接所述控制和驱动模块202的输出端，另一端连接所述第三NMOS管N3的栅
极。

[0069] 如图3所示，所述采样电容C2的正极连接所述采样二极管D2的阴极。所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2构成的分压电阻网络连接在所述采样电容C2正极和地线之
间，所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2的连接点Vfb的电压值为Vfb。所述误差放大
器201的正信号输入端连接基准的参考电压Vr，其电压值为Vr；所述误差放大器201的负信
号输入端连接所述补偿电路电容C3的正端，并通过所述第三NMOS管N3连接到连接点Vfb。反
相器INV的输入端连接到功率管Q1的栅极，所述反相器INV的输出端连接到所述第三NMOS管
N3的栅极，所述功率管Q1和所述第三NMOS管N3的栅极信号相位相反。当所述功率管Q1关断
时，所述第三NMOS管N3导通，所述误差放大器201的负信号输入端电压为Vfb；当所述功率Q1
导通时，所述第三NMOS管N3不导通，所述误差放大器201的负信号输入端维持电压不变。

[0070] 所述控制和驱动模块202用于根据所述误差放大器201的输出电压值，调节所述功率管Q1的开关占空比，从而改变输出电压Vout的电压值。当所述误差放大器201的两个输入
端信号的电压相等时，恒压开关电源电路的输出电压达到稳定值，此时，Vr=Vfb。

[0071] 所述电流源I3连接到所述补偿电路二极管D3的阳极，同时连接到放大器203的负信号输入端。通过所述补偿电路二极管D3的电流即所述电流源I3的输出电流。所述补偿电
路二极管D3正向导通时，其阳极与阴极的电压差值VD3跟随所述电流源I3的输出电流变化。

[0072] 所述续流二极管D1的阳极通过补偿电路电阻R3连接到所述放大器203的正信号输入端。所述第一NMOS管N1和所述第二NMOS管N2的栅极连接到所述放大器203的输出端，源极
连接地线。所述第一NMOS管N1和所述第二NMOS管N2的沟道长度和宽度相同，并且栅极电压
相等，使得通过所述第一NMOS管N1漏极和所述第二NMOS管N2漏极的电流相等。所述第一
NMOS管N1的漏极连接到所述放大器203的正信号输入端，与所述放大器203构成负反馈回
路。通过计算可以得到，当所述功率管Q1关断，所述续流二极管D1导通时，所述第二NMOS管
N2漏极的电流Id2为 。其中，需要注意的是，当VD1时所述放大器203的正信号输入端电压低于负信号输入端电压，所述第一NMOS管N1和所述
第二NMOS管N2的栅极电压被拉低到0V，所述第一NMOS管N1和所述第二NMOS管N2工作在截止
区。即当VD1VD3时，所述放大器203的正信号输入端电压等于负信号输入
端电压， 。上式中，Id1为所述第一NMOS管N1的漏极电流值，Id2为所述第二
NMOS管N2的漏极电流值，VD1为所述续流二极管D1导通时阳极和阴极之间的电压差值，VD3为
所述补偿电路二极管D3导通时阳极和阴极之间的电压差值，R3为所述补偿电路电阻R3的电
阻值。

[0073] 对于所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2的连接点Vfb的电压值Vfb，当所述第二NMOS管N2的漏极电流为0时， 。当
所述第二NMOS管N2的漏极Id2电流大于0时，该电流流过所述第一分压电阻R1，可以近似地认
为，

[0074] 。

[0075] 当所述采样二极管D2导通时，通过所述采样二极管D2的平均电流ID2为：，该电流值确定了所述采样二极管D2导通时阳极和阴
极的电压差值VD2，通过调节所述电流源I3的电流值，使得VD2≈VD3。通过调节所述补偿电路
电阻R3的阻值，使得 。其中，R1为所述第一分压电阻R1的电阻值，R2为所述第二分
压电阻R2的电阻值，R3为所述补偿电路电阻R3的电阻值。于是，可以得到当所述第二NMOS管
N2的漏极电流大于0时： 。

[0076] 通过所述续流二极管D1的电流值ID1由所述负载R0的电流决定。当恒压开关电源电路工作于轻负载模式时，负载电流较小，通过所述续流二极管D1的电流也较小，所述续流二
极管D1导通时，其阳极和阴极的电压差值VD1随负载电流的变化也较小；而当恒压开关电源
电路工作于重负载模式时，负载电流较大，通过所述续流二极管D1的电流也较大，所述续流
二极管D1导通时，其阳极和阴极的电压差值VD1随负载电流的变化也较大。

[0077] 在本实施例中，通过将恒压开关电源电路连接续流二极管电压补偿电路，当恒压输出电路工作于轻负载模式，使得VD1变化较小，不对所述续流二极管D1的电压VD1的变化进行补偿，当恒压开关电源电路的输出
电压稳定后， ，该等式变换后得到
；而当恒压开关电源电路工作于重负载模式，VD1增大，使得
VD1>VD3时，认为所述续流二极管D1的电压VD1随负载电流变化较大，开始对所述续流二极管
D1的电压VD1的变化进行补偿，通过合理地选择电流源I3的电流值和电阻R3的电阻值时，恒
压开关电源电路的输出电压稳定后， ，该等式变换后得到
。上式中，Vout为所述输出电压的电压值，Vr为所述参考电压源Vr的电压
值，VD1为所述续流二极管D1导通时阳极和阴极之间的电压差值，VD2为所述采样二极管D2导
通时阳极和阴极之间的电压差值，VD3为所述补偿电路二极管D3导通时阳极和阴极之间的电
压差值，R1为所述第一分压电阻R1的电阻值，R2为所述第二分压电阻R2的电阻值。

[0078] 在本实施例所提供的电路结构中，通过检测所述续流二极管D1阳极和阴极的电压差VD1，并与所述补偿电路二极管D3的导通电压值VD3比较来判断恒压开关电源电路的负载
电流值。当恒压开关电源电路工作于轻负载模式时，不对所述续流二极管D1的电压VD1的变
化进行补偿；而当恒压开关电源电路工作于重负载模式时，开始对所述续流二极管D1的电
压VD1的变化进行补偿，补偿后输出电压值满足： ，从该等式可以看出，即使
所述续流二极管D1上的电压VD1跟随负载电流变化，也不会导致输出电压值Vout跟随负载电
流变化。由此可以看出，本发明所提供的电路结构提高了上述恒压开关电源电路在重负载
应用时输出电压的稳定性能。

[0079] 综上所述，本发明提供了一种续流二极管电压补偿电路，其特征在于，其连接恒压开关电源电路并提高所述恒压开关电源电路输出电压的稳定性；所述续流二极管电压补偿
电路包括：补偿电路电阻、补偿电路二极管、电流源、放大器、第一NMOS管、第二NMOS管、第三
NMOS管和补偿电路电容；所述恒压开关电源电路包括：输入电压源，其用于提供输入电压；
负载，其用于承载输出电压；功率管，其漏极连接所述输入电压源的正极，源极接地；续流二
极管，其阴极连接所述功率管的漏极，阳极连接所述输入电压源的负极；电感，其一端连接
所述续流二极管的阴极，另一端连接所述负载的正极；输出电容，其一端连接所述负载的正
极，另一端连接所述负载的负极；采样二极管，其阳极连接所述负载的正极；第一分压电阻
和第二分压电阻，所述第一分压电阻的一端连接所述采样二极管的阴极，另一端连接所述
第二分压电阻的一端，所述第二分压电阻的另一端接地；所述第一分压电阻和所述第二分
压电阻的连接点连接所述第三NMOS管的源极；采样电容，其一端连接所述采样二极管的阴
极，另一端接地；误差放大器，其负信号输入端连接所述第三NMOS管的漏极；参考电压源，其
正极连接所述误差放大器的正信号输入端，负极接地；控制和驱动模块，其输入端连接所述
误差放大器的输出端，输出端连接所述功率管的栅极，用于根据所述误差放大器的输出电
压值，调节所述功率管的开关占空比并驱动所述功率管；所述补偿电路电阻的一端连接所
述负载的负极，另一端连接所述放大器的正信号输入端；所述放大器的负信号输入端连接
所述电流源；所述补偿电路二极管的阳极连接所述放大器的负信号输入端，阴极接地；所述
放大器的输出端连接所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的栅极；所述第一NMOS管和所述第
二NMOS管的源极接地；所述第一NMOS管的漏极连接所述放大器的正信号输入端；所述第二
NMOS管的漏极连接所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的连接点；所述第三NMOS管的栅
极连接所述控制和驱动模块的输出端；所述补偿电路电容的一端连接所述第三NMOS管的漏
极，另一端接地。本发明通过检测续流二极管阳极和阴极的电压差，并与设定的补偿电路二
极管的导通电压进行比较，以判断恒压输出电路的负载电流值。当恒压输出电路工作于轻
负载模式时，不对续流二极管的电压变化进行补偿；而当恒压输出电路工作于重负载模式
时，对续流二极管的电压变化进行补偿。在补偿后即使续流二极管的电压随负载电流发生
变化，也不会导致输出电压值发生变化，从而使输出电压值维持在恒定水平。

[0080] 上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因
此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完
成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。