一种线电压补偿电路及其补偿方法

摘要

本发明提供一种线电压补偿电路及其补偿方法，应用于LED驱动电路或AC/DC恒流电路中，所述线电压补偿电路包括：线电压采样模块，用于采样变压器的原边线电压，并比较采样电压与关断阈值电压，在所述采样电压小于所述关断阈值电压时产生第一处理信号，在所述采样电压大于等于所述关断阈值电压时产生第二处理信号；关断延迟调节模块，连接于所述线电压采样模块，用于对预设通断信号和第一处理信号或第二处理信号进行处理，以产生开关信号，实现基于所述开关信号调节不同线电压下原边开关管的关断延迟，从而调节不同线电压下原边开关管的实际导通时间，使不同线电压下原边输入电流相等。通过本发明解决了现有线电压补偿电路存在的诸多问题。

权利要求

1.一种线电压补偿电路，应用于LED驱动电路或AC/DC恒流电路中，其特征在于，所述线电压补偿电路包括：

线电压采样模块，用于采样变压器的原边线电压，并比较采样电压与关断阈值电压，在所述采样电压小于所述关断阈值电压时产生第一处理信号，在所述采样电压大于等于所述关断阈值电压时产生第二处理信号；

关断延迟调节模块，连接于所述线电压采样模块，用于对预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行处理，以产生开关信号，实现基于所述开关信号调节不同线电压下原边开关管的关断延迟，从而调节不同线电压下原边开关管的实际导通时间，使不同线电压下原边输入电流相等；

其中，所述关断延迟调节模块包括：控制信号产生单元，连接于所述线电压采样模块，用于对所述预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行逻辑运算处理，以产生充电控制信号或放电控制信号；

调变电压产生单元，连接于所述控制信号产生单元，用于在所述充电控制信号或所述放电控制信号的作用下进行充放电处理，从而产生电压值变化的调变电压；

开关信号产生单元，连接于所述调变电压产生单元和所述线电压采样模块，用于比较所述调变电压和预设电压，并对比较结果和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行逻辑运算处理，以产生开关信号，控制所述原边开关管的导通和关断，实现对不同线电压下原边开关管的关断延迟进行调节。

2.根据权利要求1所述的线电压补偿电路，其特征在于，所述线电压采样模块包括：原边开关管、采样电阻和第一比较器，其中所述原边开关管的漏极端连接于所述变压器的一端，所述原边开关管的栅极端连接于时间调节模块的输出端，所述原边开关管的源极端连接于所述采样电阻的一端，同时连接于所述第一比较器的正相输入端，所述采样电阻的另一端接地，所述第一比较器的反相输入端接入关断阈值电压，所述第一比较器的输出端作为所述线电压采样模块的输出端，连接于所述时间调节模块。

3.根据权利要求1所述的线电压补偿电路，其特征在于，所述控制信号产生单元包括：第一反相器、或非门和第二反相器，其中所述第一反相器的输入端接入所述预设通断信号，所述第一反相器的输出端连接于所述或非门的第一输入端，所述或非门的第二输入端连接于所述线电压采样模块的输出端，所述或非门的输出端连接于所述第二反相器的输入端，同时作为所述控制信号产生单元的第一输出端，连接于所述调变电压产生单元，所述第二反相器的输出端作为所述控制信号产生单元的第二输出端，连接于所述调变电压产生单元。

4.根据权利要求1所述的线电压补偿电路，其特征在于，所述调变电压产生单元包括：充电电流源、放电电流源和充放电电容，其中所述充电电流源串联接入所述充放电电容的一端，同时所述充电电流源的控制端连接于所述控制信号产生单元的第一输出端，所述放电电流源并联接入所述充放电电容的两端，同时所述放电电流源的控制端连接于所述控制信号产生单元的第二输出端，所述充放电电容的一端作为所述调变电压产生单元的输出端，连接于所述开关信号产生单元，所述充放电电容的另一端接地。

5.根据权利要求1所述的线电压补偿电路，其特征在于，所述开关信号产生单元包括第二比较器和与非门，其中所述第二比较器的正相输入端接入所述预设电压，所述第二比较器的反相输入端连接于所述调变电压产生单元的输出端，所述第二比较器的输出端连接于所述与非门的第一输入端，所述与非门的第二输入端连接于所述线电压采样模块的输出端，所述与非门的输出端作为所述开关信号产生单元的输出端，连接于所述线电压采样模块。

6.一种采用如权利要求1‑5任一项所述的线电压补偿电路实现的线电压补偿方法，其特征在于，所述线电压补偿方法包括：采样变压器的原边线电压，并比较采样电压与关断阈值电压，在所述采样电压小于所述关断阈值电压时产生第一处理信号，在所述采样电压大于等于所述关断阈值电压时产生第二处理信号；

对预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行处理，以产生开关信号，实现基于所述开关信号调节不同线电压下原边开关管的关断延迟，从而调节不同线电压下原边开关管的实际导通时间，使不同线电压下原边输入电流相等。

7.根据权利要求6所述的线电压补偿方法，其特征在于，所述开关信号的产生方法包括：

对所述预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行逻辑运算处理，以产生充电控制信号或放电控制信号；

在所述充电控制信号或所述放电控制信号的作用下进行充放电处理，从而产生电压值变化的调变电压；

比较所述调变电压和预设电压，并对比较结果和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行逻辑运算处理，以产生控制所述原边开关管导通和关断的开关信号，实现对不同线电压下原边开关管的关断延迟进行调节。

说明书

一种线电压补偿电路及其补偿方法

技术领域

[0001] 本发明涉及集成电路设计领域，特别是涉及一种线电压补偿电路及其补偿方法。

背景技术

[0002] 在LED等负载的线性驱动电路和AC/DC恒流电路中，常采用开环的工作方式；为了实现恒定精准的输入电流，要求在不同的线电压下，原边峰值电流ipk要保持恒定。

[0003] 传统线电压补偿电路一般如图1所示，在理想情况下，控制系统不存在开关延迟，不同线电压都以Vref为关断阈值，此时Vref＝ipk_th×Rcs，也就是不同线电压都以ipk_th
为关断阈值，那么LED驱动电路或AC/DC恒流电路的原边输入电流ipk就都是一致的，具体如
图2(a)所示。但在实际情况下，控制系统是一定存在开关延迟Td的，即使都以相同的ipk_th
为关断阈值，由于低输入电压时原边开关管的导通时间TonL和高输入电压时原边开关管的
导通时间TonH是不同的，因实际电感电流的上升斜率不同会导致实际原边输入电流的不
同，具体如图2(b)所示。

[0004] 而图1所述线电压补偿电路正是根据原边开关管的开启时间Ton来调整不同线电压对应的Vref值，从而调整ipk_th值，如高输入电压时减小Vref的值以使ipk_thH的值减
小，低输入电压时增大Vref的值以使ipk_thL的值增大，从而补偿开关延迟Td带来的影响，
使得不同线电压下实际原边输入电流ipk_actual一致，具体如图3所示。

[0005] 虽然采用图1所示线电压补偿电路能够实现线电压补偿，使实际原边输入电流一致，但此种设计存在以下几个问题：

[0006] 1.对关断阈值Vref的精度要求比较高，比如典型的Vref为0.5V、精度为±1％，由于补偿幅度一般为线电压采样值Vcs加上十几mV，如此小的电压步长只能用很小的电流和
大电容来实现，而小电流和大电容意味着需要很多的半导体器件(如在3μs内增加20mV的补
偿幅度，那么由电容充电公式 可得，0.5μA的电流需要75pF的电容，这个容值的电容
在模拟电源芯片里代价是非常大的)。

[0007] 2.由于关断阈值Vref是微弱温度系数的值，故叠加的补偿幅度最好不要再引入另外的温度系数，但图1所示线电压补偿电路因固定失调比较器(由一电阻和一电流源构成)
的设计引入了额外的温度系数误差。

[0008] 3.因不同线电压对应不同的关断阈值(即ipk_thH和ipk_thL)，故在芯片测试时需要对不同的ipk分别进行测试，测试过程繁杂。

发明内容

[0009] 鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种线电压补偿电路及其补偿方法，用于解决现有线电压补偿电路存在的诸多问题。

[0010] 为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种线电压补偿电路，应用于LED驱动电路或AC/DC恒流电路中，所述线电压补偿电路包括：

[0011] 线电压采样模块，用于采样变压器的原边线电压，并比较采样电压与关断阈值电压，在所述采样电压小于所述关断阈值电压时产生第一处理信号，在所述采样电压大于等
于所述关断阈值电压时产生第二处理信号；

[0012] 关断延迟调节模块，连接于所述线电压采样模块，用于对预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行处理，以产生开关信号，实现基于所述开关信号调节
不同线电压下原边开关管的关断延迟，从而调节不同线电压下原边开关管的实际导通时
间，使不同线电压下原边输入电流相等。

[0013] 可选地，所述线电压采样模块包括：原边开关管、采样电阻和第一比较器，其中所述原边开关管的漏极端连接于所述变压器的一端，所述原边开关管的栅极端连接于所述时
间调节模块的输出端，所述原边开关管的源极端连接于所述采样电阻的一端，同时连接于
所述第一比较器的正相输入端，所述采样电阻的另一端接地，所述第一比较器的反相输入
端接入关断阈值电压，所述第一比较器的输出端作为所述线电压采样模块的输出端，连接
于所述时间调节模块。

[0014] 可选地，所述关断延迟调节模块包括：

[0015] 控制信号产生单元，连接于所述线电压采样模块，用于对所述预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行逻辑运算处理，以产生充电控制信号或放电控制
信号；

[0016] 调变电压产生单元，连接于所述控制信号产生单元，用于在所述充电控制信号或所述放电控制信号的作用下进行充放电处理，从而产生电压值变化的调变电压；

[0017] 开关信号产生单元，连接于所述调变电压产生单元和所述线电压采样模块，用于比较所述调变电压和预设电压，并对比较结果和所述第一处理信号或所述第二处理信号进
行逻辑运算处理，以产生开关信号，控制所述原边开关管的导通和关断，实现对不同线电压
下原边开关管的关断延迟进行调节。

[0018] 可选地，所述控制信号产生单元包括：第一反相器、或非门和第二反相器，其中所述第一反相器的输入端接入所述预设通断信号，所述第一反相器的输出端连接于所述或非
门的第一输入端，所述或非门的第二输入端连接于所述线电压采样模块的输出端，所述或
非门的输出端连接于所述第二反相器的输入端，同时作为所述控制信号产生单元的第一输
出端，连接于所述调变电压产生单元，所述第二反相器的输出端作为所述控制信号产生单
元的第二输出端，连接于所述调变电压产生单元。

[0019] 可选地，所述调变电压产生单元包括：充电电流源、放电电流源和充放电电容，其中所述充电电流源串联接入所述充放电电容的一端，同时所述充电电流源的控制端连接于
所述控制信号产生单元的第一输出端，所述放电电流源并联接入所述充放电电容的两端，
同时所述放电电流源的控制端连接于所述控制信号产生单元的第二输出端，所述充放电电
容的一端作为所述调变电压产生单元的输出端，连接于所述开关信号产生单元，所述充放
电电容的另一端接地。

[0020] 可选地，所述开关信号产生单元包括第二比较器和与非门，其中所述第二比较器的正相输入端接入所述预设电压，所述第二比较器的反相输入端连接于所述调变电压产生
单元的输出端，所述第二比较器的输出端连接于所述与非门的第一输入端，所述与非门的
第二输入端连接于所述线电压采样模块的输出端，所述与非门的输出端作为所述开关信号
产生单元的输出端，连接于所述线电压采样模块。

[0021] 本发明还提供了一种线电压补偿方法，应用于LED驱动电路或AC/DC恒流电路中，所述线电压补偿方法包括：

[0022] 采样变压器的原边线电压，并比较采样电压与关断阈值电压，在所述采样电压小于所述关断阈值电压时产生第一处理信号，在所述采样电压大于等于所述关断阈值电压时
产生第二处理信号；

[0023] 对预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行处理，以产生开关信号，实现基于所述开关信号调节不同线电压下原边开关管的关断延迟，从而调节不同线
电压下原边开关管的实际导通时间，使不同线电压下原边输入电流相等。

[0024] 可选地，所述开关信号的产生方法包括：

[0025] 对所述预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行逻辑运算处理，以产生充电控制信号或放电控制信号；

[0026] 在所述充电控制信号或所述放电控制信号的作用下进行充放电处理，从而产生电压值变化的调变电压；

[0027] 比较所述调变电压和预设电压，并对比较结果和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行逻辑运算处理，以产生控制所述原边开关管导通和关断的开关信号，实现对不
同线电压下原边开关管的关断延迟进行调节。

[0028] 如上所述，本发明通过线电压采样模块和关断延迟调节模块的设计，以基于线电压大小调节原边开关管的关断延迟时间，从而调节原边开关管的实际导通时间(即线电压
越小，通过线电压采样模块和关断延迟调节模块后对应原边开关管的关断延迟时间越长，
即原边开关管的实际导通时间越长；反之线电压越大，通过线电压采样模块和关断延迟调
节模块后对应原边开关管的关断延迟时间越短，即原边开关管的实际导通时间越短)，从而
使得不同线电压对应的原边输入电流相等；而且由于本发明不同线电压对应同一关断阈值
(即ipk)，故在芯片测试时只需测试一个ipk的值即可，从而简化了测试过程。

附图说明

[0029] 图1显示为现有线电压补偿电路的示意图。

[0030] 图2中(a)显示为不存在开关延迟时，不同输入电压对应的原边开关管的导通时间与关断阈值之间的关系示意图；图2中(b)显示为存在开关延迟时，不同输入电压对应的原
边开关管的导通时间与关断阈值之间的关系示意图。

[0031] 图3显示为经过现有线电压补偿电路进行线电压补偿后，不同输入电压对应的原边开关管的导通时间、理论关断阈值和实际关断阈值之间的关系示意图。

[0032] 图4显示为本发明所述线电压补偿电路的示意图。

[0033] 图5显示为本发明所述线电压补偿电路中各信号之间的波形图。

[0034] 图6显示为经过本发明所述线电压补偿电路进行线电压补偿后，不同输入电压对应的原边开关管的导通时间、理论关断阈值和实际关断阈值之间的关系示意图。

[0035] 图7显示为本发明所述原边开关管的关断延迟与实际导通时间之间的关系示意图。

[0036] 元件标号说明

[0037] 100                    线电压采样模块

[0038] 200                    关断延迟调节模块

[0039] 201                    控制信号产生单元

[0040] 202                    调变电压产生单元

[0041] 203                    开关信号产生单元

具体实施方式

[0042] 以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实
施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离
本发明的精神下进行各种修饰或改变。

[0043] 请参阅图4至图7。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，虽图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数
目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的形态、数量及比例可为一种随意的改变，且其
组件布局形态也可能更为复杂。

[0044] 如图4所示，本实施例提供一种线电压补偿电路，应用于LED驱动电路或AC/DC恒流电路中，所述线电压补偿电路包括：

[0045] 线电压采样模块100，用于采样变压器的原边线电压，并比较采样电压与关断阈值电压，在所述采样电压小于所述关断阈值电压时产生第一处理信号，在所述采样电压大于
等于所述关断阈值电压时产生第二处理信号；

[0046] 关断延迟调节模块200，连接于所述线电压采样模块100，用于对预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行处理，以产生开关信号，实现基于所述开关信
号调节不同线电压下原边开关管的关断延迟，从而调节不同线电压下原边开关管的实际导
通时间，使不同线电压下原边输入电流相等。

[0047] 作为示例，如图4所示，所述线电压采样模块100包括：原边开关管M1、采样电阻Rcs和第一比较器Comp1，其中所述原边开关管M1的漏极端连接于所述变压器T1的一端，所述原
边开关管M1的栅极端连接于所述时间调节模块200的输出端，所述原边开关管M1的源极端
连接于所述采样电阻Rcs的一端，同时连接于所述第一比较器Comp1的正相输入端，所述采
样电阻Rcs的另一端接地，所述第一比较器Comp1的反相输入端接入关断阈值电压Vref_th，
所述第一比较器Comp1的输出端作为所述线电压采样模块的输出端，连接于所述时间调节
模块200。本实施例中，所述采样电阻Rcs对所述变压器T1的原边线电压进行采样，以得到采
样电压Vcs；所述第一比较器Comp1对采样电压Vcs和关断阈值电压Vref_th进行比较，并在
采样电压Vcs小于关断阈值电压Vref_th时输出第一处理信号，即低电平，在采样电压Vcs大
于等于关断阈值电压Vref_th时输出第二处理信号，即高电平。

[0048] 作为示例，如图4所示，所述关断延迟调节模块200包括：

[0049] 控制信号产生单元201，连接于所述线电压采样模块100，用于对所述预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行逻辑运算处理，以产生充电控制信号或放
电控制信号；

[0050] 调变电压产生单元202，连接于所述控制信号产生单元201，用于在所述充电控制信号或所述放电控制信号的作用下进行充放电处理，从而产生电压值变化的调变电压；

[0051] 开关信号产生单元203，连接于所述调变电压产生单元202和所述线电压采样模块100，用于比较所述调变电压和预设电压，并对比较结果和所述第一处理信号或所述第二处
理信号进行逻辑运算处理，以产生开关信号，控制所述原边开关管的导通和关断，实现对不
同线电压下原边开关管的关断延迟进行调节。

[0052] 具体的，如图4所示，所述控制信号产生单元201包括：第一反相器IN1、或非门NOR和第二反相器IN2，其中所述第一反相器IN1的输入端接入所述预设通断信号on，所述第一
反相器IN1的输出端连接于所述或非门NOR的第一输入端，所述或非门NOR的第二输入端连
接于所述线电压采样模块100的输出端，所述或非门NOR的输出端连接于所述第二反相器的
输入端IN2，同时作为所述控制信号产生单元201的第一输出端，连接于所述调变电压产生
单元202，所述第二反相器IN2的输出端作为所述控制信号产生单元201的第二输出端，连接
于所述调变电压产生单元202。本实施例中，在所述预设通断信号on到来(此时on为高电
平)、且所述第一比较器Comp1输出第一处理信号(即低电平)时，所述控制信号产生单元201
的第一输出端输出充电控制信号TC(即或非门NOR输出高电平)；在所述预设通断信号on到
来(此时on为高电平)、且所述第一比较器Comp1输出第二处理信号(即高电平)时，所述控制
信号产生单元201的第二输出端输出放电控制信号TCB(即或非门NOR输出低电平，第二反相
器IN2输出高电平)。

[0053] 具体的，如图4所示，所述调变电压产生单元202包括：充电电流源I1、放电电流源I2和充放电电容C1，其中所述充电电流源I1串联接入所述充放电电容C1的一端，同时所述
充电电流源I1的控制端连接于所述控制信号产生单元201的第一输出端，所述放电电流源
I2并联接入所述充放电电容C1的两端，同时所述放电电流源I2的控制端连接于所述控制信
号产生单元201的第二输出端，所述充放电电容C1的一端作为所述调变电压产生单元202的
输出端，连接于所述开关信号产生单元203，所述充放电电容C1的另一端接地。本实施例中，
在所述控制信号产生单元201输出充电控制信号TC时，所述充电电流源I1在所述充电控制
信号TC的控制下，对所述充放电电容C1进行充电操作，从而使输出的调变电压Vramp增大；
在所述控制信号产生单元201输出放电控制信号TCB时，所述放电电流源I2在所述放电控制
信号TCB的控制下，对所述充放电电容C1进行放电操作，从而使输出的调变电压Vramp减小。

[0054] 具体的，如图4所示，所述开关信号产生单元203包括第二比较器Comp2和与非门NAND，其中所述第二比较器Comp2的正相输入端接入所述预设电压VT，所述第二比较器
Comp2的反相输入端连接于所述调变电压产生单元202的输出端，所述第二比较器Comp2的
输出端连接于所述与非门NAND的第一输入端，所述与非门NAND的第二输入端连接于所述线
电压采样模块100的输出端，所述与非门NAND的输出端作为所述开关信号产生单元203的输
出端，连接于所述线电压采样模块100。本实施例中，在所述充电电流源I1对所述充放电电
容C1进行充电初始，由于调变电压Vramp小于所述预设电压VT，故所述第二比较器Comp2输
出高电平；随着充电的持续进行，调变电压Vramp不断增加，在调变电压Vramp等于预设电压
VT时，所述第二比较器Comp2发生翻转，输出低电平；但由于充电过程中所述线电压采样模
块100输出的一直是第一处理信号，即低电平，故所述第二比较器Comp2的输出与第一处理
信号进行“与非”处理后，输出高电平的开启信号，以控制所述原边开关管M1开启。在所述放
电电流源I2对所述充放电电容C1进行放电初始，由于调变电压Vramp大于所述预设电压VT，
故所述第二比较器Comp2输出低电平，同时由于放电过程中所述线电压采样模块100输出的
是第二处理信号，即高电平；故所述第二比较器Comp2输出的低电平与第二处理信号进行
“与非”处理后，仍输出高电平的开启信号。随着放电的持续进行，调变电压Vramp不断减小，
在调变电压Vramp等于预设电压VT时，所述第二比较器Comp2发生翻转，输出高电平，同时由
于放电过程中所述线电压采样模块100输出的是第二处理信号，即高电平；故所述第二比较
器Comp2输出的高电平与第二处理信号进行“与非”处理后，输出低电平的关断信号，以控制
所述原边开关管M1关断。

[0055] 本实施例还提供了一种基于上述线电压补偿电路实现的线电压补偿方法，应用于LED驱动电路或AC/DC恒流电路中，所述线电压补偿方法包括：

[0056] 采样变压器的原边线电压，并比较采样电压与关断阈值电压，在所述采样电压小于所述关断阈值电压时产生第一处理信号，在所述采样电压大于等于所述关断阈值电压时
产生第二处理信号；

[0057] 对预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行处理，以产生开关信号，实现基于所述开关信号调节不同线电压下原边开关管的关断延迟，从而调节不同线
电压下原边开关管的实际导通时间，使不同线电压下原边输入电流相等。

[0058] 作为示例，所述开关信号的产生方法包括：

[0059] 对所述预设通断信号和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行逻辑运算处理，以产生充电控制信号或放电控制信号；

[0060] 在所述充电控制信号或所述放电控制信号的作用下进行充放电处理，从而产生电压值变化的调变电压；

[0061] 比较所述调变电压和预设电压，并对比较结果和所述第一处理信号或所述第二处理信号进行逻辑运算处理，以产生控制所述原边开关管导通和关断的开关信号，实现对不
同线电压下原边开关管的关断延迟进行调节。

[0062] 下面请参阅图4至图7对本实施例所述线电压补偿电路及其补偿方法的工作原理进行详细说明。

[0063] 如图4和图5所示，在所述预设通断信号on到来时，所述采样电阻Rcs对所述变压器T1的原边线电压进行采样，由于此时采样电压Vcs小于关断阈值电压Vref_th，故此时所述
第一比较器Comp1输出低电平，即第一处理信号；所述控制信号产生单元201对所述预设通
断信号和所述第一处理信号进行逻辑运算处理以输出充电控制信号TC，从而控制所述充电
电流源I1对所述充放电电容C1进行充电；

[0064] 充电初始，由于所述调变电压Vramp小于所述预设电压VT，故所述第二比较器Comp2输出高电平，该高电平与第一处理信号进行“与非”运算后，输出高电平的开启信号，
以控制所述原边开关管M1开启。

[0065] 随着所述充电电流源I1对所述充放电电容C1的持续充电，所述调变电压Vramp不断增加，在所述调变电压Vramp等于所述预设电压VT时，所述第二比较器Comp2发生翻转，输
出低电平，该低电平与第一处理信号进行“与非”运算后，仍输出高电平的开启信号。

[0066] 随着充电过程中调变电压Vramp的不断增加，采样电压Vcs也不断增加；在采样电压Vcs等于关断阈值电压Vref_th时，所述第一比较器Comp1发生翻转，输出高电平，即第二
处理信号；所述控制信号产生单元201对所述预设通断信号和所述第二处理信号进行逻辑
运算处理以输出放电控制信号TCB，从而控制所述放电电流源I2对所述充放电电容C1进行
放电；

[0067] 放电初始，由于所述调变电压Vramp大于所述预设电压VT，故所述第二比较器Comp2输出低电平，该低电平与第二处理信号进行“与非”运算后，仍输出高电平的开启信
号。

[0068] 随着所述放电电流源I2对所述充放电电容C1的持续放电，所述调变电压Vramp不断减小，在所述调变电压Vramp等于所述预设电压VT时，所述第二比较器Comp2发生翻转，输
出高电平，该高电平与第二处理信号进行“与非”运算后，输出低电平的关断信号，以控制所
述原边开关管M1关断，同时重置计时周期以等待新的开关周期。

[0069] 如图6所示，通过本实施例所述线电压补偿电路进行线电压补偿时，在原边输入电流达到Ipk_th时，基于不同的输入电压设置不同的关断延迟，从而使得实际原边输入电流
Ipk_actual相等；也就是说，输入电压越小，原边线电压越小，对应的关断延迟TdL越长，即
开关信号中实际导通时间Ton_actual越长(Ton_actual＝TonL+TdL)，充电电流源I1的充电
时间越长，调变电压Vramp上升越高，那么开关信号中实际关断时刻(true_off)到来的越
晚；此时低输入电压对应的关断延迟TdL相对于高输入电压对应的关断延迟TdH就越长，即
TdL>TdH，只要I1、I2、C1、VT的参数设置合适，那么就可以得到合适的TdL和TdH，从而得到相
同的Ipk_actual，实现线电压补偿的目的。需要注意的是，系统总的关断延迟TD＝Tdn+Td，
Td为系统固有的关断延迟，Tdn为新增的关断延迟；而Td一般是在十几ns之内，如果人为设
置Tdn为几十甚至上百ns，那么Td的影响就可以忽略不计，TD就主要由Tdn决定。

[0070] 由图6可知，要想不同输入电压(即低输入电压和高输入电压)下ΔIpk相同，即ΔIpkL＝ΔIpkH＝Ipk_actual‑Ipk_th，那么就有如下公式成立：

[0071] 其中TdL为低输入电压对应的关断延迟，TdH为高输入电压对应的关断延迟，L为变压器的电感，ΔIpk为关断延迟内的原边输入电流变化量，
VinL为低输入电压，VinH为高输入电压；

[0072] 同时充放电电容C1上的充放电公式如下：

[0073] 其中TdL为低输入电压对应的关断延迟，TdH为高输入电压对应的关断延迟，C1为充放电电容的容值，VL为低输入电压时调变电压
Vramp的最高电压值，VH为高输入电压时调变电压Vramp的最高电压值，I1为充电电流源的
电流值。

[0074] 通过上述公式联立，可以根据特定的高输入电压和低输入电压来设置具体I1、I2、C1、VT的值，从而实现高输入电压和低输入电压对应的实际原边输入电流相等。

[0075] 通过本实施例所述线电压补偿电路进行线电压补偿时，原边开关管M1对应的实际导通时间Ton_actual与新增的关断延迟Tdn的关系如图7所示，可见，原边开关管M1的实际
导通时间Ton_actual与新增的关断延迟Tdn满足一次线性方程Tdn＝k×Ton+m；只要k和m取
合适的值，那么只需比较少的代价就能实现线电压的补偿效果；同时由于Tdn是ns级别的延
迟，从公式 可以看出，如一个典型示例，du取一个逻辑门的阈值3V，要想产生一个
100ns的关断延迟只需要5μA的电流和0.16pF的电容，这样小的电容和电流在模拟电源芯片
里代价是非常小的；而且本实施例所述线电压补偿电路中并未用到固定失调比较器，因此
也未引入额外的温度系数。

[0076] 综上所述，本发明通过线电压采样模块和关断延迟调节模块的设计，以基于线电压大小调节原边开关管的关断延迟时间，从而调节原边开关管的实际导通时间(即线电压
越小，通过线电压采样模块和关断延迟调节模块后对应原边开关管的关断延迟时间越长，
即原边开关管的实际导通时间越长；反之线电压越大，通过线电压采样模块和关断延迟调
节模块后对应原边开关管的关断延迟时间越短，即原边开关管的实际导通时间越短)，从而
使得不同线电压对应的原边输入电流相等；而且由于本发明不同线电压对应同一关断阈值
(即ipk)，故在芯片测试时只需测试一个ipk的值即可，从而简化了测试过程。所以，本发明
有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

[0077] 上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因
此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完
成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。