一种直流变压器拓扑及其控制方法

摘要

本发明公开了一种直流变压器拓扑及其控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域，直流变压器拓扑原边通过一个输入侧电感来连接一组N个半桥单元的阀串，从而降低开关管的电压应力；阀串通过传输电感和隔直电容连接到变压器的原边绕组，副边采用一个全桥电路，通过一个中高频变压器连接原副边，以提高整个变换器的功率密度；该拓扑结合了MMC变换器和DAB变换器的特征，具有高电压输入、故障易处理以及软开关的优点；在控制方法上采用改进的准方波调制，通过改变常开驱动信号的数量使得传输电感两端电压在较宽的输入电压范围内实现匹配，同时通过采样阀串内各个子模块电容电压进行排序后分配驱动信号，来实现子模块电容电压均衡。

权利要求

1.一种直流变压器拓扑的控制方法，其特征在于，所述变压器的两侧为分别为接入中高压直流输入母线的原边拓扑和接入低压直流输出母线的副边拓扑；所述原边拓扑包括至少两个半桥单元串联的阀串，阀串经过功率传输电感、隔直电容连接到变压器原边绕组；所述副边拓扑为全桥整流模块，所述全桥整流模块各桥臂中点组成的输入端接变压器副边绕组，全桥整流模块的输出端并接有输出滤波电容；所述中高压直流输入母线的正极串接有输入侧电感；

通过采样阀串内各个子模块电容电压进行排序后分配驱动信号，来实现子模块电容电压均衡；

采用准方波调制，通过比较输入电压或者是输出电压来改变常开驱动信号的数量产生合适幅值的多电平电压，以滞后原边半桥子模块驱动波形实时移相角的方式驱动全桥整流模块直至直流变压器的输出电压稳定；

所述准方波调制为：通过采样实时输入电压，根据其大小进行选择常开驱动信号的数量，对输出电压进行一个前馈控制，引入占空比控制实现软切换。

2.根据权利要求1所述一种直流变压器拓扑的控制方法，其特征在于，所述实时移相角的获取方法为：先采样直流变压器的实时输出电压值，对实时输出电压值与电压给定值的差值进行PI调节以及限幅调节得到实时移相角。

说明书

一种直流变压器拓扑及其控制方法

技术领域

[0001] 本发明属于发电、变电或配电的技术领域，具体涉及的一种直流变压器拓扑及其控制方法。

背景技术

[0002] 作为电力电子集成技术的重要分支，高压大功率直流变压器一直是近年来研究的热点。MMC(Modular Multilevel Converter，模块化多电平换流器)结构因具有模块化、故
障处理能力良好等优点广泛运用于高压直流输电及电力电子变压器等场合。目前，学者开
始关注MMC结构在直流变压器场合的运用，特别是结合MMC和DAB特点的拓扑已有大量学者
研究；

[0003] 目前，基于MMC和DAB结构的直流变压器，其子模块数量较多，不利于功率密度的提升，同时由于其工作原理类似于DAB变换器，无法在较大的输入电压范围内工作。

发明内容

[0004] 针对现有技术的不足，本发明提供了一种直流变压器拓扑及其控制方法，解决了现有技术中直流变压器功率密度低以及无法在较宽的输入电压范围内工作的问题。

[0005] 为实现上述发明目的，本发明采用以下技术方案：一种直流变压器拓扑，包括变压器，其特征在于：所述变压器的两侧为分别为接入中高压直流输入母线的原边拓扑和接入
低压直流输出母线的副边拓扑；

[0006] 进一步地，所述原边拓扑包括至少两个半桥单元串联的阀串，阀串经过功率传输电感、隔直电容连接到变压器原边绕组；

[0007] 进一步地，所述副边拓扑为全桥整流模块，所述全桥整流模块各桥臂中点组成的输入端接变压器副边绕组，全桥整流模块的输出端并接有输出滤波电容。

[0008] 进一步地，所述中高压直流输入母线的正极串接有输入侧电感。

[0009] 进一步地，通过采样阀串内各个子模块电容电压进行排序后分配驱动信号，来实现子模块电容电压均衡；

[0010] 进一步地，采用改进的准方波调制，通过比较输入电压或者是输出电压来改变常开驱动信号的数量产生合适幅值的多电平电压，以滞后原边半桥子模块驱动波形实时移相
角的方式驱动全桥整流模块直至直流变压器的输出电压稳定。

[0011] 进一步地，所述的改进的准方波调制为：通过采样实时输入电压，根据其大小进行选择常开驱动信号的数量，对输出电压进行一个前馈控制，引入占空比控制实现软切换。

[0012] 进一步地，所述实时移相角的获取方法为：先采样直流变压器的实时输出电压值，对实时输出电压值与电压给定值的差值进行PI调节以及限幅调节得到实时移相角。

[0013] 本发明的有益效果：使得直流变压器能够在较宽的输入电压范围内工作，以及增大了直流变压器功率密度。

附图说明

[0014] 图1为本申请公开的宽电压范围链式直流变压器的电路拓扑图；

[0015] 图2为N＝9的宽电压范围链式直流变压器的电路拓扑图；

[0016] 图3为图2所示宽电压范围链式直流变压器的原边阀串典型驱动信号波形图；

[0017] 图4为图2所示宽电压范围链式直流变压器的软切换波形图；

[0018] 图5为图2所示宽电压范围链式直流变压器的子模块电容电压均压控制框图；

[0019] 图6为图2所示宽电压范围链式直流变压器的输出电压控制框图；

[0020] 图7为图2所示宽电压范围链式直流变压器在输入电压为4.5kV的主要工作仿真波形；

[0021] 图8为为图2所示宽电压范围链式直流变压器在输入电压为4.5kV的隔直电容电压仿真波形；

[0022] 图9为图2所示宽电压范围链式直流变压器在输入电压为5.625kV的主要工作仿真波形；

[0023] 图10为图2所示宽电压范围链式直流变压器在输入电压为5.625kV的隔直电容电压仿真波形；

[0024] 图11为图2所示宽电压范围链式直流变压器在输入电压为4.5kV的输出电压仿真波形；

[0025] 图12为图2所示宽电压范围链式直流变压器的一种扩展输出电压控制框图；

[0026] 图13为图2所示宽电压范围链式直流变压器采用图12控制时在输出电压为1100V的主要工作仿真波形；

[0027] 图14为图2所示宽电压范围链式直流变压器采用图12控制时在输出电压为750V的主要工作仿真波形。

具体实施方式

[0028] 下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案作更进一步的说明。

[0029] 以下所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也落
入本发明的保护范围。

[0030] 如图1所示，本申请公开的一种直流变压器拓扑，包括：变压器、原边拓扑、副边拓扑；原边拓扑由串联的N个半桥单元组成，第i个半桥单元，包括上开关管Si1与下开关管Si2，
串接组成的桥臂以及并联在桥臂两端的第i电容Ci，上开关管Si1与第i电容Ci的连接点为第
i个半桥单元的正极，开关管Si2与第i电容Ci的连接点为第i个半桥单元的负极，第1个半桥
单元的桥臂中点通过功率传输电感、隔直电容连接到变压器原边绕组一端，第2个半桥单元
的桥臂中点连接第1个半桥单元的负极，第i个半桥单元的桥臂中点连接第i‑1个半桥单元
的负极，第N个半桥单元的桥臂中点连接第N‑1个半桥单元的负极，第N个半桥单元的负极连
接到变压器原边绕组另一端，i＝1，2，…，N；

[0031] 副边拓扑则是全桥整流模块，具体包括：第一开关管Q1与第二开关管Q2串接组成的第一桥臂，第三开关管Q3与第四开关管Q4串接组成的第二桥臂，第一桥臂中点和变压器T副
边绕组连接的一端与功率传输电感Ld、隔直电容Cd和原边绕组连接的一端互为同名端，第二
桥臂中点与副边绕组的另一端连接；正极性输入直流母线上串接有输入侧电感Lin，全桥整
流模块输出端并接有输出滤波电容Co，该变压器拓扑通过正负极性输入直流母线接入中高
压直流电源Vin。

[0032] 在控制方法上，本申请采用了一种采用改进的准方波控制策略实现变压器拓扑输出电压跟随其设定值，首先采样实时输入电压，根据其大小进行选择常开驱动信号的数量，
对输出电压进行一个前馈控制，在切换过程中引入占空比控制实现软切换；同时采样阀串
内各个子模块电容实时电压进行排序后分配驱动信号，来实现子模块电容电压均衡，在此
基础上，产生原边的多电平电压；之后采得拓扑的实时输出电压值，将实时输出电压值与电
压给定值作差，差值经过一个PI调节器以及限幅器得到实时的移相角，再以滞后原边驱动
波形实时移相角的方式驱动全桥整流模块来稳定整个直流变压器的输出电压。

[0033] 变压器阀串驱动信号如下：

[0034] 前K个半桥单元的上开关管驱动信号一直为高电平，下开关管驱动信号一直为低电平，剩下N‑K个半桥单元的上开关管的驱动波形占空比相等均为50％(不考虑死区)且两
两之间相位相差一个θ；半桥单元上下开关管的驱动信号互补；实际的驱动信号会根据子模
块电容电压排序后，进行重新分配以实现均压。

[0035] 变压器副边侧的开关管驱动信号如下：

[0036] 第一开关管和第二开关管的驱动信号互补且占空比均为50％，第三开关管和第四开关管的驱动信号互补且占空比均为50％，第一开关管和第四开关管驱动信号相同，第二
开关管和第三开关管驱动信号相同；原边的驱动波形和第一开关管Q1的驱动波形之间存在
一个移相角φ，通过对移相角φ大小的调节控制整个直流变压器输出电压的大小，移相角
φ通过对输出电压差值进行PI调节和限幅处理得到。

[0037] 下面以N＝9的宽电压范围链式直流变压器系统(如图2所示)为例，并结合仿真结果来阐述本发明的技术方案的工作原理。仿真参数如下：

[0038] 仿真主要参数

[0039]

[0040] 图2中为N＝9的宽电压范围链式直流变压器系统的主电路原理图，参见图3的控制方式，按照前面提出的控制方法给出变换器的驱动信号。有图3可知，随着输入电压的增加，
可以通过增加常开驱动信号的数量来减小传输电感一端的电压，以保证传输电感两端电压
匹配。

[0041] 如果在输入电压发生突变时，常投入的子模块数K由切换到K+1时，如果其占空比由原来的50％直接变换到100％，电感电流会有一个较大的尖峰，可能会导致开关管的损
坏，从而降低电路的可靠性，同时还会造成输出电压出现一个跌落。为了降低切换时电感电
流的尖峰和防止产生输出电压跌落，如图4所示，在第K+1个子模块由占空比50％变化到
100％时，引入一个占空比控制变量DK+1。当检测到输入电压发生突变时，使得DK+1从1线性增
大到2，从而实现一个软切换。

[0042] 子模块电容电压均衡控制策略如图5所示，通过采样子模块电容电压进行排序，把超前项的驱动信号给子模块电容电压小的子模块。

[0043] 图6给出了整个的输出电压控制框图，首先通过采样输入电压和输出电压参考值，根据大小通过滞环确定常投入的子模块数K，实现输出电压的粗略控制，而后通过输出电压
环调节外移相角实现输出电压的精确控制。

[0044] 图7给出了输入电压为4.5kV时的基本工作仿真波形，传输电感一端电压为最高电压9kV，最低电压0V的10电平准方波；变压器原边电压va为最高电压4.5kV，最低电压‑4.5kV
的方波，传输电感两端电压匹配。

[0045] 图8给出了输入电压为4.5kV时系统的隔直电容的电压仿真图，其电压稳定在‑4.5kV，通过叠加隔直容电压以及AB点电压，可以得出正负峰值均为4.5kV的方波波形以加
到功率传输电感的一侧。

[0046] 图9给出了输入电压为5.625kV时的基本工作仿真波形，传输电感一端电压为最高电压10.125kV，最低电压1.125kV的9电平准方波；变压器原边电压va为最高电压4.5kV，最
低电压‑4.5kV的方波，传输电感两端电压匹配。

[0047] 图10给出了输入电压为5.625kV时系统的隔直电容的电压仿真图，其电压稳定在‑5.625kV，通过叠加隔直容电压以及AB点电压，可以得出正负峰值均为4.5kV的方波波形以
加到功率传输电感的一侧。

[0048] 图11给出了系统的输出电压的仿真图，可以看出，经过短暂的调节之后，系统输出电压能够稳定在给定的750V。

[0049] 图12为图2所示宽电压范围链式直流变压器的一种扩展输出电压控制框图，首先通过采样实时输出电压，根据大小通过滞环确定常投入的子模块数K，实现输出电压的粗略
控制，而后通过输出功率环调节外移相角实现输出功率的精确控制。

[0050] 图13给出了输出电压为1100V时的基本工作仿真波形，传输电感一端电压为最高电压13.5kV，最低电压0kV的9电平准方波；变压器原边电压va为最高电压6.6kV，最低电压‑
6.6kV的方波，传输电感两端电压匹配。

[0051] 图14给出了输出电压为750V时的基本工作仿真波形，传输电感一端电压为最高电压11.045kV，最低电压24.54kV的7电平准方波；变压器原边电压va为最高电压4.5kV，最低
电压‑4.5kV的方波，传输电感两端电压匹配。

[0052] 工作原理：

[0053] 该直流变压器原边通过一个输入侧电感来连接一组N个半桥单元的阀串，从而降低开关管的电压应力；阀串通过传输电感和隔直电容连接到变压器的原边绕组；副边采用
一个全桥电路，通过一个中高频变压器连接原副边，以提高整个变换器的功率密度；该拓扑
结合了MMC变换器和DAB变换器的特征，具有高电压输入、故障易处理以及软开关的优点；在
控制方法上，采用改进的准方波调制，通过改变常开驱动信号的数量使得传输电感两端电
压在较宽的输入电压范围内实现匹配，同时通过采样阀串内各个子模块电容电压进行排序
后分配驱动信号，来实现子模块电容电压均衡。