一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路及控制方法

摘要

本发明公开了一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路及控制方法，属于电力电子领域。电路包括全桥控制电路、高频隔离变压器Tr、占空比控制电路以及被驱动功率管Q，被驱动功率管Q输入电容Cgs与谐振电感Lr1或Lr2发生谐振；全桥控制电路的开关管S1～S4的驱动信号由输入PWM信号经过逻辑运算得到，被驱动功率管Q的驱动电压vgs_Q的占空比能够跟随输入PWM信号的占空比改变而改变。本发明利用隔离变压器的漏感与被驱动开关管的输入电容谐振，循环利用输入电容中储存的能量，降低开关损耗和所需的驱动功率，同时无需添加外部谐振电感，有助于减小驱动的体积。

权利要求

1.一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路的控制方法，所述占空比可调节的一体化谐振驱动电路包括全桥控制电路、高频隔离变压器Tr、占空比控制电路以及被驱动功率管Q；

所述全桥控制电路包括一个直流电压源VC、第一桥臂、第二桥臂与第一至第四开关管S1~S4，第一开关管S1与第二开关管S2分别位于第一桥臂的高侧与低侧，第三开关管S3与第四开关管S4分别位于第二桥臂的高侧与低侧；第一开关管S1和第三开关管S3的漏极与直流电压源VC的正极相连接，第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极相连接，该点记为第一桥臂中点A；第三开关管S3源极与第四开关管S4的漏极相连接，该点记为第二桥臂中点B；第二开关管S2与第四开关管S4的源极与直流电压源VC的负极相连接；所述高频隔离变压器Tr包括一个原边绕组Lp、两个副边绕组L1、L2以及两个谐振电感Lr1、Lr2，原边绕组Lp的同名端接于第一桥臂的中点A，原边绕组Lp的异名端接于第二桥臂的中点B；副边第一绕组L1的同名端与第一谐振电感Lr1的一端连接，副边第一绕组L1的异名端与副边第二绕组L2的同名端以及被驱动功率器件Q的源极相连；副边第二绕组L2的异名端与第二谐振电感Lr2的一端连接；第一谐振电感Lr1和第二谐振电感Lr2的另一端分别与第五开关管S5和第七开关管S7的漏极相接；

所述占空比控制电路包括第五至第八开关管S5~S8，第五开关管S5的源极与第六开关管S6的源极连接，构成第一双向开关；第七开关管S7的源极与第八开关管S8的源极连接，构成第二双向开关；第六开关管S6的漏极与第八开关管S8的漏极、被驱动功率管Q的栅极连接；所述被驱动功率管Q输入电容Cgs与谐振电感Lr1或Lr2发生谐振；所述全桥控制电路的开关管S1~S4的驱动信号由输入PWM信号经过逻辑运算得到，所述被驱动功率管Q的驱动电压vgs_Q的占空比能够跟随输入PWM信号的占空比改变而改变；其特征在于，包括以下步骤：步骤1：第一开关管S1与第七开关管S7共同导通Tsw*（1‑d）‑td后关断，第四开关管S4导通一个PWM开关周期Tsw后关断；

步骤2：第一开关管S1关断后，第二开关管S2导通td后关断，第五开关管S5导通一个开关周期Tsw；

步骤3：第二开关管S2关断后，第一开关管S1导通Tsw*d‑td后关断；

步骤4：第二开关管S2导通Tsw+td直到下个控制周期T0；

步骤5：进入控制周期T0的后半周期，第三开关管S3的动作与前半周期第一开关管S1的开关情况相同，而第四开关管S4的动作与第二开关管S2相同；直到再次进入步骤1，进行循环；

步骤6：步骤5期间，第五开关管S5关断后，第七开关管S7导通一个开关周期Tsw；

其中，第一开关管S1与第二开关管S2互补导通，第三开关管S3与第四开关管S4互补导通，第五开关管S5与第七开关管S7互补导通，第六开关管S6的开关动作与第五开关管S5相同，第八开关管S8的开关动作与第七开关管S7相同；

开关周期Tsw为被驱动功率管Q的开关周期，等于输入PWM信号的周期TPWM，T0为控制周期，d为输入PWM信号的占空比，等于驱动电压vgs_Q的正压的占空比，td为开关谐振时间。

2.一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路的控制方法，所述占空比可调节的一体化谐振驱动电路包括全桥控制电路、高频隔离变压器Tr、占空比控制电路以及被驱动功率管Q；

所述全桥控制电路包括一个直流电压源VC、第一桥臂、第二桥臂与第一至第四开关管S1~S4，第一开关管S1与第二开关管S2分别位于第一桥臂的高侧与低侧，第三开关管S3与第四开关管S4分别位于第二桥臂的高侧与低侧；第一开关管S1和第三开关管S3的漏极与直流电压源VC的正极相连接，第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极相连接，该点记为第一桥臂中点A；第三开关管S3源极与第四开关管S4的漏极相连接，该点记为第二桥臂中点B；第二开关管S2与第四开关管S4的源极与直流电压源VC的负极相连接；所述高频隔离变压器Tr包括一个原边绕组Lp、两个副边绕组L1、L2以及两个谐振电感Lr1、Lr2，原边绕组Lp的同名端接于第一桥臂的中点A，原边绕组Lp的异名端接于第二桥臂的中点B；副边第一绕组L1的同名端与第一谐振电感Lr1的一端连接，副边第一绕组L1的异名端与副边第二绕组L2的同名端以及被驱动功率器件Q的源极相连；副边第二绕组L2的异名端与第二谐振电感Lr2的一端连接；第一谐振电感Lr1和第二谐振电感Lr2的另一端分别与第五开关管S5和第七开关管S7的漏极相接；

所述占空比控制电路包括第五至第八开关管S5~S8，第五开关管S5的源极与第六开关管S6的源极连接，构成第一双向开关；第七开关管S7的源极与第八开关管S8的源极连接，构成第二双向开关；第六开关管S6的漏极与第八开关管S8的漏极、被驱动功率管Q的栅极连接；所述被驱动功率管Q输入电容Cgs与谐振电感Lr1或Lr2发生谐振；所述全桥控制电路的开关管S1~S4的驱动信号由输入PWM信号经过逻辑运算得到，所述被驱动功率管Q的驱动电压vgs_Q的占空比能够跟随输入PWM信号的占空比改变而改变；其特征在于，包括以下步骤：步骤1：第一开关管S1与第五开关管S5导通Tsw*d后关断；

步骤2：第一开关管S1与第五开关管S5关断后，第二开关管S2导通td后关断，第七开关管S7导通Tsw后关断；

步骤3：第二开关管S2关断后，第一开关管S1导通Tsw*(1‑d)后关断；

步骤4：第一开关管S1关断后，第二开关管S2导通Tsw‑td后关断；

步骤5：第七开关管S7关断后，第五开关管S5导通Tsw*(1‑d)，直到下一个控制周期T0；

其中，第三开关管S3的开关动作与第一开关管S1相同，在时间上滞后一个PWM开关周期Tsw，第一开关管S1与第二开关管S2互补导通，第三开关管S3与第四开关管S4互补导通，第五开关管S5与第七开关管S7互补导通，第六开关管S6的开关动作与第五开关管S5相同，第八开关管S8的开关动作与第七开关管S7相同；

开关周期Tsw为被驱动功率管Q的开关周期，等于输入PWM信号的周期TPWM，T0为控制周期，d为输入PWM信号的占空比，等于驱动电压vgs_Q的正压的占空比，td为开关谐振时间。

3.如权利要求1或2所述的控制方法，其特征在于，被驱动功率管Q的开关周期Tsw和控制周期T0的关系为：T0=2Tsw。

4.如权利要求1或2所述的控制方法，其特征在于，开关谐振时间td等于被驱动功率管Q的输入电容Cgs与谐振电感Lr1、Lr2谐振周期TR的一半。

说明书

一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路及控制方法

技术领域

[0001] 本发明属于电力电子领域，更具体地，涉及一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路及控制方法。

背景技术

[0002] 近年来，随着电力电子技术理论和半导体制造工艺水平的快速发展，高频化、高功率密度成为电力电子装置的发展方向。开关频率提高可以减小电容、电感等无源器件的尺
寸，从而减小装置体积、提升功率密度。然而，驱动的开关损耗和栅极驱动损耗随着开关频
率的提高成比例的增加，也就需要更大的驱动电源模块，直接导致了驱动电路功率密度的
降低，成为限制系统功率密度的重要原因。现有的一体化谐振驱动电路虽然能够将功率器
件输入电容的能量循环利用以降低驱动损耗，但是受隔离变压器的限制，其输出电压占空
比只能为固定值50％。当输出电压占空比改变时，由于变压器所加正负电压时长的不对称，
势必会导致变压器的磁通向一个方向积累而饱和，从而影响驱动的正常工作。这就大大限
制了隔离谐振驱动电路的使用场合。

发明内容

[0003] 针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路，输出驱动电压的占空比能够跟随输入PWM开关信号的占空比改变，旨在解决现有谐
振驱动电路占空比固定导致应用场合受限的技术问题。

[0004] 为实现上述目的，本发明提供了一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路，包括全桥控制电路、高频隔离变压器Tr、占空比控制电路以及被驱动功率管Q。

[0005] 所述全桥控制电路包括一个直流电压源VC、两条桥臂与四个开关管，第一开关管S1与第二开关管S2分别位于第一桥臂的高侧与低侧，第三开关管S3与第四开关管S4分别位于
第二桥臂的高侧与低侧；第一开关管S1和第三开关管S3的漏极与直流电压源VC的正极相连
接，第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极相连接，连接点记为第一桥臂中点A；和第三
开关管S3源极与第四开关管S4的漏极相连接，连接点记为第二桥臂中点B；第二开关管S2与
第四开关管S4的源极与直流电压源VC的负极相连接；输入的PWM信号经过逻辑运算处理为全
桥控制电路的四个开关管S1～S4的驱动信号。

[0006] 所述高频隔离变压器Tr包括一个原边绕组Lp、两个副边绕组L1、L2以及两个谐振电感Lr1、Lr2，原边绕组Lp的同名端接于第一桥臂的中点A，原边绕组Lp的异名端接于第二桥臂
的中点B；副边第一绕组L1的同名端与第一谐振电感Lr1的一端连接，副边第一绕组L1的异名
端与副边第二绕组L2的同名端以及被驱动功率器件Q的源极相连；副边第二绕组L2的异名端
与第二谐振电感L2的一端连接；第一谐振电感Lr1和第二谐振电感L2的另一端分别与第五开
关管S5和第七开关管S7的漏极相接。

[0007] 所述占空比控制电路包括四个开关管，第五开关管S5的源极与第六开关管S6的源极连接，构成第一双向开关；第七开关管S7的源极与第八开关管S8的源极连接，构成第二双
向开关；第六开关管S6的漏极与第八开关管S8的漏极、被驱动功率管Q的栅极连接。

[0008] 所述被驱动功率管Q的输入电容由电容Cgs表示。

[0009] 输入直流电压经过隔离变压器Tr原边四个开关管S1与S4、S2与S3两两交替导通作用于隔离变压器Tr原边绕组Lp，副边第一绕组L1与副边第二绕组L2感应出大小相同、方向相反
的电压，与传统全桥电路控制不同，第一桥臂中点A与第二桥臂中点B之间的电压uAB在一个
控制周期T0内可分为四段，包括两段连续的正压与两段连续的负压，每个阶段之间均留出
一小段开关谐振时间td，此时第二开关管S2与第四开关管S4导通，第一开关管S1与第三开关
管S3关断，将原边绕组Lp的电压钳位在零电位。

[0010] 进一步地，两段正压与两段负压的时长相同，保证隔离变压器Tr的磁通平衡，避免磁芯的饱和，第一段正压与第一段负压的时长相同，第二段正压与第二段负压的时长也相
同。

[0011] 进一步地，全桥控制电路的两个正压阶段及两个负压阶段分别对应一个开关周期Tsw，即驱动电路的控制周期T0对应于被驱动功率管Q的两个连续的开关周期TSW，T0＝2Tsw。

[0012] 占空比控制电路的两个双向开关互补导通，所以某一时刻仅有一个副边绕组工作，输出驱动电压等于该副边绕组的感应电压，双向开关的切换发生在两段正压或两段负
压之间，使隔离变压器Tr原边绕组输入电压不变的情况下，驱动输出电压的极性发生变化。

[0013] 进一步地，输入电容Cgs每次也仅与一个谐振电感发生谐振，经过半个谐振周期，输入电容Cgs的电压反向，被驱动功率管Q由开通/关断转变为关断/开通状态，输入电容Cgs中
的能量得以循环利用，开关损耗得以降低。

[0014] 进一步地，所述原边绕组Lp与两个副边绕组L1、L2的匝数相同。

[0015] 进一步地，所述谐振电感Lr1与Lr2可由隔离变压器Tr的漏感代替。

[0016] 进一步地，所述八个开关管S1‑S8使用MOSFET。

[0017] 本发明另一方面提供了一种基于上述占空比可调节的一体化谐振驱动电路的控制方法，用于控制上述占空比可调的谐振驱动电路，详细介绍如下：

[0018] 步骤1：第一开关管S1与第七开关管S7共同导通(Tsw*(1‑d)‑td)后关断，第四开关管S4导通一个开关周期Tsw后关断；

[0019] 步骤2：第一开关管S1关断后，第二开关管S2导通td后关断，第五开关管S5导通一个开关周期Tsw；

[0020] 步骤3：第二开关管S2关断后，第一开关管S1导通(Tsw*d‑td)后关断；

[0021] 步骤4：第二开关管S2导通(Tsw+td)直到下个控制周期T0；

[0022] 步骤5：进入控制周期T0的后半周期，第三开关管S3的动作与前半周期第一开关管S1的开关情况相同，而第四开关管S4的动作与第二开关管S2相同；直到再次进入步骤1，进行
循环；

[0023] 步骤6：步骤5期间，第五开关管S5关断后，第七开关管S7导通一个开关周期Tsw。

[0024] 进一步地，第一开关管S1与第二开关管S2互补导通，第三开关管S3与第四开关管S4互补导通，第五开关管S5与第七开关管S7互补导通。

[0025] 本发明又一方面提供了一种基于上述占空比可调节的一体化谐振驱动电路的控制方法，用于控制上述占空比可调的谐振驱动电路，详细介绍如下：步骤1：第一开关管S1与
第五开关管S5导通Tsw*d后关断；

[0026] 步骤2：第一开关管S1与五开关管S5关断后，第二开关管S2导通td后关断，第七开关管S7导通Tsw后关断；

[0027] 步骤3：第二开关管S2关断后，第一开关管S1导通Tsw*(1‑d)后关断；

[0028] 步骤4：第一开关管S1关断后，第二开关管S2导通(Tsw‑td)后关断；

[0029] 步骤5：第七开关管S7关断后，第五开关管S5导通Tsw*(1‑d)，直到下一个控制周期T0；

[0030] 其中，第三开关管S3的开关动作与第一开关管S1的动作相同，在时间上滞后一个PWM开关周期Tsw，第一开关管S1与第二开关管S2互补导通，第三开关管S3与第四开关管S4互
补导通，第五开关管S5与第七开关管S7互补导通，第六开关管S6的动作与第五开关管S5相
同，第八开关管S8的动作与第七开关管S7相同。进一步地，所述开关周期Tsw表示被驱动功率
管Q的开关周期，等于输入PWM信号的周期TPWM。

[0031] 进一步地，所述T0表示驱动电路的控制周期；且有T0＝2Tsw。

[0032] 进一步地，所述d为输入PWM信号的占空比，也是驱动电压vgs_Q的的占空比。

[0033] 进一步地，所述td为开关谐振时间，等于被驱动功率管Q的输入电容Cgs与谐振电感Lr1、Lr2谐振周期TR的一半。

[0034] 通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：

[0035] (1)本发明利用隔离变压器的漏感与被驱动开关管的输入电容谐振，循环利用输入电容中储存的能量，降低开关损耗和所需的驱动功率，同时无需添加外部谐振电感，有助
于减小驱动的体积。

[0036] (2)本发明使用一个具有两个副边绕组的隔离变压器，通过两个双向开关控制使两个副边绕组交替工作，以改变输出电压的占空比，同时使隔离变压器的磁通平衡，避免磁
芯的饱和。

[0037] (3)本发明采用一体化的驱动架构，使用隔离变压器同时进行控制信号与驱动能量的传输，使驱动电路更加紧凑提升功率密度。

附图说明

[0038] 图1为本发明提供的占空比可调节的一体化谐振驱动电路的拓扑图；

[0039] 图2为本发明提供的占空比可调节的一体化谐振驱动电路的等效损耗模型图；

[0040] 图3为本发明中被驱动功率管Q开通的驱动电压波形图；

[0041] 图4为本发明提供的占空比可调节的一体化谐振驱动电路控制方法1的驱动开关时序图；

[0042] 图5为本发明提供的控制方法2的驱动开关时序图；

[0043] 图6至图13分别为本发明实施例的8个开关模态示意图。

具体实施方式

[0044] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并
不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要
彼此之间不构成冲突就可以相互组合。

[0045] 如图1所示，一种占空比可调的一体化谐振驱动电路，包括全桥控制电路，隔离变压器Tr，占空比控制电路以及被驱动功率管Q。所述全桥控制电路包括一个直流电压源VC、两
条桥臂与四个开关管，第一开关管S1与第二开关管S2分别位于第一桥臂的高侧与低侧，第三
开关管S3与第四开关管S4分别位于第二桥臂的高侧与低侧；第一开关管S1和第三开关管S3
的漏极与直流电压源VC的正极相连接，第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极相连接，
该点记为第一桥臂中点A；第三开关管S3的源极与第四开关管S4的漏极相连接，该点记为第
二桥臂中点B；第二开关管S2与第四开关管S4的源极与直流电压源VC的负极相连接；所述高
频隔离变压器Tr包括一个原边绕组Lp、两个副边绕组L1、L2以及两个谐振电感Lr1、Lr2，谐振电
感Lr1、Lr2为隔离变压器的漏感。原边绕组Lp的同名端接于第一桥臂的中点A，原边绕组Lp的
异名端接于第二桥臂的中点B；副边第一绕组L1的同名端与第一谐振电感Lr1的一端连接，副
边第一绕组L1的异名端与副边第二绕组L2的同名端、被驱动功率器件Q的源极相连；副边第
二绕组L2的异名端与第二谐振电感L2的一端连接；第一谐振电感Lr1和第二谐振电感L2的另
一端分别与第五开关管S5和第七开关管S7的漏极相接；所述占空比控制电路包括四个开关
管，第五开关管S5的源极与第六开关管S6的源极连接，构成第一双向开关；第七开关管S7的
源极与第八开关管S8的源极连接，构成第二双向开关；第六开关管S6的漏极与第八开关管S8
的漏极、被驱动功率管Q的栅极连接；D5～D8表示开关管S5～S8的体二极管。

[0046] 下面结合附图2～图13对本发明占空比可调的一体化谐振驱动电路的具体工作原理进行详细的描述。

[0047] 首先对开关过程进行分析。本发明的一体化谐振驱动电路的等效损耗模型如图2所示。RDS(on)与Coss分别表示驱动开关管S1～S8的导通电阻与输出电容。Rd表示电流回路中的
阻尼电阻，Rsg表示隔离变压器绕线电阻与被驱动功率管Q的栅极电阻Rg的总和。

[0048] 首先对被驱动功率管Q的开通过程进行分析。谐振电感Lr1与被驱动功率管Q的输入电容Cgs构成的串联谐振中，谐振角频率ωR和谐振周期TR分别为：

[0049]

[0050]

[0051] 式中Lr1表示谐振电感的值，Cgs表示功率管Q的输入电容值。

[0052] 图3所示为功率管Q开通过程的实际电压和电流波形。在开关谐振阶段[t0‑t1]，栅极电流iLr1流经等效电阻Rsg、开关管S2、S4、S5、S6的通态电阻RDS(on)。当取t0＝0，功率管Q的驱
动电压vgs_Q等于

[0053]

[0054] 式中R为回路电阻的总和，R＝4RDS(on)+Rsg，

[0055] 由于谐振回路中电阻的能量损耗，谐振阶段结束时驱动电压vgs_Q幅值不能达到电源电压VC，与VC的差值为ΔV，如图3所示。当t1＝TR/2，vgs_Q达到最大值，由上式可知，ΔV的值
为：

[0056]

[0057] 在t1时刻，S2关断，S1开通，uAB＝VC，驱动电压vgs_Q在电源的作用下上升至VC。Q开通过程中电源提供的能量为Cgs*VC*ΔV。

[0058] 由于驱动电路输出的正压与负压幅值相等，所以功率管Q的关断过程与开通过程的分析基本一致，仅电压的变化情况相反。同样的，关断过程电源提供的能量也为Cgs*VC*Δ
V。

[0059] 图4为控制方法1的驱动开关时序图，图5为控制方法2的驱动开关时序图。稳态下驱动电路在一个周期内共有8个开关模态，分别对应于图4或图5中的[t0‑t1]、[t1‑t2]、[t2‑
t3]、[t3‑t4]、[t4‑t5]、[t5‑t6]、[t6‑t7]、[t7‑t8]，下面以控制方法1为例，对各个模态的工作
原理具体分析。为了简化分析过程，下述开关过程均为忽略损耗的理想情况。

[0060] 模态1[t0‑t1]：如图6所示，控制开关管S2与S3导通、S1与S4关断，使隔离变压器Tr原边绕组Lp电压uAB为电源电压‑VC。由于变压器的变比np:n1:n2＝1:1:1，副边绕组L1与L2的感
应电压也被钳位在‑VC。此时开关管S5与S6导通，副边绕组L1工作，输出电压为‑VC。故此阶段
vgs_Q保持在‑VC，被驱动功率管Q保持关断状态。

[0061] 模态2[t1‑t2]：如图7所示，t1时刻之前，隔离变压器原/副边电流均为零。故t1时刻，开关管S3零电流关断、S4零电流开通，占空比控制电路开关管S5零电流关断、S7零电流开
通。隔离变压器Tr原边电压uAB＝0，则副边绕组L1与L2的感应电压也为0。由于开关管S5关断，
故谐振电感Lr1断路，无法与输入电容Cgs发生谐振。开关管S7处于导通状态，输入电容Cgs与
谐振电感Lr2构成串联谐振电路。忽略损耗的影响，t2时刻(t2‑t1＝TR/2)，电流iLr2＝0，驱动
电压vgs_Q由‑VC上升至VC，功率器件Q开通。

[0062] 模态3[t2‑t3]：如图8所示，电流ip＝iLr2＝0，开关管S4零电流关断、S3零电流开通，原边绕组Lp电压uAB＝‑VC，副边绕组L2感应电压为‑VC。由于副边绕组L2的同名端与功率管Q
的源极相连接，异名端通过双向开关S7与功率管Q的栅极相连接，故输出电压为VC。在此阶
段，驱动电压vgs_Q＝VC不变，Q保持导通。

[0063] 模态4[t3‑t4]：如图9所示，t3时刻之前，变压器原/副边电流均为零。t3时刻，S3关断、S4开通，uAB＝0。副边占空比控制电路开关管S5与S7不动作。输入电容Cgs与谐振电感Lr2构
成串联谐振，至t4时刻，驱动电压vgs_Q由VC下降为‑VC，功率管Q关断。

[0064] 模态5[t4‑t5]：如图10所示，开关管S2零电流关断、S1零电流开通，原边绕组Lp电压uAB钳位在VC。副边绕组L2工作，输出电压为‑VC。在此阶段vgs_Q稳定在‑VC，功率管Q保持关断。

[0065] 模态6[t5‑t6]：如图11所示，开关管S1零电流关断、开关管S2零电流开通，uAB＝0。零电流关断开关管S7、打开开关管S5。副边第一绕组L1和第一谐振电感Lr1与驱动回路相连，副
边第二绕组L2回路断开。那么输入电容Cgs将与谐振电感Lr1发生谐振，驱动电压vgs_Q上升。忽
略损耗影响，t6时刻，vgs_Q＝VC，功率管Q开通。

[0066] 模态7与模态8的工作情况与模态3和模态4相似，如图12与图13所示，区别在于副边第一绕组L1工作，第二绕组L2被断路，这里不再赘述。

[0067] t8时刻以后，驱动电路工作状态回到模态1，不再重复叙述。

[0068] 本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含
在本发明的保护范围之内。