基于载波PWM的Y源双级矩阵变换器调制方法

摘要

本发明是一种基于载波PWM的Y源双级矩阵变换器调制方法，其特点是：对于整流级，根据用于合成输出电压的两个线电压的占空比，并结合载波信号，计算整流级的调制信号；对于Y源网络，根据直通状态和非直通状态两种情况下的等效电路，计算逆变级输入电压的表达式；对于逆变级，在空间电压矢量调制的基础上插入直通矢量，计算各电压矢量的占空比，并结合载波信号，计算逆变级的调制信号；最后利用整流级、逆变级的调制信号和直通矢量的调制信号，分别与三角载波信号相比较，得到整流级双向功率开关的驱动信号和逆变级功率开关的驱动信号。本发明的方法有效的解决了传统空间矢量计算复杂的问题。具有科学合理、适用性强、效果佳等优点。

权利要求

1.一种基于载波PWM的Y源双级矩阵变换器调制方法，它包括：由整流级、逆变级和Y源网络组成的Y源双级矩阵变换器；所述整流级是由六组双向功率开关组成的三相桥式整流电路，能够将输入相电压划分成六个扇区，在每个扇区内选择两个最大且极性为正的线电压来合成输出电压，作为Y源网络的输入电压；所述逆变级是由六组功率开关组成的三相逆变电路，采用空间矢量调制；所述Y源网络是由一个功率二极管D、一个电容C和一个三绕组耦合电感组成，耦合电感1的非同名端、耦合电感2的同名端和耦合电感3的同名端相连接，耦合电感1的同名端连接功率二极管D的阴极，耦合电感3的非同名端连接电容C的一端，功率二极管D的阳极和电容C的另外一端构成Y源网络的输入端口，连接整流级的输出端口，耦合电感2的非同名端和电容C的另外一端构成Y源网络的输出端口，连接逆变级的输入端口；

其特征是，还包括以下内容：

1)计算整流级的占空比；根据Y源网络的直通状态和非直通状态的等效电路，分析得到逆变级的输入电压u′dc的表达式；对于逆变级，采用空间矢量调制，计算其占空比；

①整流级合成直流电压的两个输入线电压的占空比dx、dy表达式为：其中，x,y,z∈{a,b,c}，uz为每个扇区内三相输入电压中绝对值最大的相电压，ux和uy为另外两相输入电压；

整流级的输出电压udc不是恒定的直流电压，计算udc在每个开关周期内的平均电压的表达式为：

其中，Uim为输入相电压幅值，ωi为输入相电压角频率；

②对于Y源网络，存在两种工作状态，直通状态和非直通状态；根据两种状态作出等效电路，通过电路分析得到逆变级的输入电压u′dc的表达式为：其中，N1、N2、N3分别为耦合电感1、耦合电感2和耦合电感3的绕组匝数；

uCap为电容电压，计算公式为：

其中，Udc为整流级的输出平均电压 的稳态值， K为三绕组耦合电感的绕组因数， dst为逆变级的直通矢量占空比；

③对于逆变级，在空间矢量调制的基础上插入直通矢量，计算各电压矢量的占空比；

其中，d1和d2是有效矢量U1和U2的占空比；d0和d7是零矢量U0和U7的占空比；α0为参考电压矢量Uref与有效矢量U1的夹角；Uom为参考输出的相电压幅值；

2)根据整流级、逆变级的占空比和直通占空比，分别结合载波，计算对应的调制波；

①三角载波幅值从‑Uim到Uim变化，且载波周期与调制周期相同；

②将整流级占空比与载波相结合，计算得到整流级的调制波的表达式为：Vr＝(2dx‑1)Uim

③将逆变级占空比与载波相结合，计算得到逆变级的调制波的表达式为：通过分析、总结，得到逆变级的调制波的通用表达式为：其中，VX1和VX2为逆变级X相的调制波的表达式；uX‑ref为逆变级X相参考输出相电压，X∈{A,B,C}；uoffset为偏置电压，计算公式为：其中，umax＝max(uA‑ref,uB‑ref,uC‑ref),umin＝min(uA‑ref,uB‑ref,uC‑ref)；

④直通矢量插入逆变级零矢量中，并将直通占空比与载波相结合，计算得到直通矢量的调制波Vst1、Vst2的表达式为：

3)利用整流级、逆变级的调制波和直通矢量的调制波，分别与三角载波相比较，得到整流级双向功率开关的驱动信号、逆变级功率开关的驱动信号和直通信号，控制Y源双级矩阵变换器的所有功率开关，输出三相对称的电压和电流，并使输入电流正弦且与输入电压基本同相位。

说明书

基于载波PWM的Y源双级矩阵变换器调制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及交流‑交流电能变换装置技术领域，具体地说，是一种基于载波PWM的Y源双级矩阵变换器调制方法。

背景技术

[0002] 双级矩阵变换器作为一种AC‑AC两级变换器，不仅能够使输入输出为良好的正弦波形，同时还具备能量的双向传递、四象限运行、无需大容量储能元件、输入功率因数可调
且能近似达到1等优点。虽然双级矩阵变换器优点众多，但其电压传输比低，最大电压传输
比仅为0.866，严重限制了它的应用与推广。可通过改善双级矩阵变换器的拓扑结构，达到
提高电压传输比的目的。将Y源网络嵌入到双级矩阵变换器的拓扑结构中，在不增加功率开
关数量的前提下，利用Y源网络的直通状态，实现提升电压增益的目的。

[0003] 目前针对Y源双级矩阵变换器的调制方法主要以双空间矢量调制策略为主，为了实现整流级输出电压的最大化，整流级可采用无零矢量的空间矢量调制方法，计算开关矢
量的占空比；逆变级在空间电压矢量调制的基础上，计算各电压矢量的占空比，最后将整流
级与逆变级的占空比有效组合并合理分布，可以得到质量良好的输出电压。但应用空间矢
量调制方法时，需要进行复杂的三角函数计算，过程复杂，不利于编程和硬件的实现。

发明内容

[0004] 本发明的目的是，提出一种科学合理，适用性强的基于载波PWM的Y源双级矩阵变换器调制方法，旨在解决Y源双级矩阵变换器中调制方法复杂，不易计算的问题。

[0005] 实现本发明的目的采用的技术方案是，一种基于载波PWM的Y源双级矩阵变换器调制方法，它包括：由整流级、逆变级和Y源网络组成的Y源双级矩阵变换器；所述整流级是由
六组双向功率开关组成的三相桥式整流电路，能够将输入相电压划分成六个扇区，在每个
扇区内选择两个最大且极性为正的线电压来合成输出电压，作为Y源网络的输入电压；所述
逆变级是由六组功率开关组成的三相逆变电路，采用空间矢量调制；所述Y源网络是由一个
功率二极管、一个电容和一个三绕组耦合电感组成；其特征是，还包括以下内容：

[0006] 1)计算整流级的占空比；根据Y源网络的直通状态和非直通状态的等效电路，分析得到逆变级的输入电压u′dc的表达式；对于逆变级，采用空间矢量调制，计算其占空比；

[0007] ①整流级合成直流电压的两个输入线电压的占空比dx、dy表达式为：

[0008]

[0009] 其中，x,y,z∈{a,b,c}，uz为每个扇区内三相输入电压中绝对值最大的相电压，ux和uy为另外两相输入电压；

[0010] 整流级的输出电压udc不是恒定的直流电压，计算udc在每个开关周期内的平均电压 的表达式为：

[0011]

[0012] 其中，Uim为输入相电压幅值，ωi为输入相电压角频率；

[0013] ②对于Y源网络，存在两种工作状态，直通状态和非直通状态；根据两种状态作出等效电路，通过电路分析得到逆变级的输入电压u′dc的表达式为：

[0014]

[0015] 其中，N1、N2、N3分别为耦合电感各个绕组的匝数；

[0016] uCap为电容电压，计算公式为：

[0017]

[0018] 其中，Udc为整流级的输出平均电压 的稳态值， K为三绕组耦合电感的绕组因数， dst为逆变级的直通矢量占空比；

[0019] ③对于逆变级，在空间矢量调制的基础上插入直通矢量，计算各电压矢量的占空比；

[0020]

[0021]

[0022]

[0023] 其中，d1和d2是有效矢量U1和U2的占空比；d0和d7是零矢量U0和U7的占空比；α0为参考电压矢量Uref与有效矢量U1的夹角；

[0024] 2)根据整流级、逆变级的占空比和直通占空比，分别结合载波，计算对应的调制波；

[0025] ①三角载波幅值从‑Uim到Uim变化，且载波周期与调制周期相同；

[0026] ②将整流级占空比与载波相结合，计算得到整流级的调制波的表达式为：

[0027] Vr＝(2dx‑1)Uim

[0028] ③将逆变级占空比与载波相结合，计算得到逆变级的调制波的表达式为：

[0029]

[0030] 通过分析、总结，得到逆变级的调制波的通用表达式为：

[0031]

[0032] 其中，VX1和VX2为逆变级X相的调制波的表达式；uX‑ref为逆变级X相参考输出相电压，X∈{A,B,C}；uoffset为偏置电压，计算公式为： 其中，umax＝max
(uA‑ref,uB‑ref,uC‑ref),umin＝min(uA‑ref,uB‑ref,uC‑ref)；

[0033] ④直通矢量插入逆变级零矢量中，并将直通占空比与载波相结合，计算得到直通矢量的调制波Vst1、Vst2的表达式为：

[0034]

[0035] 3)利用整流级、逆变级的调制波和直通矢量的调制波，分别与三角载波相比较，得到整流级双向功率开关的驱动信号、逆变级功率开关的驱动信号和直通信号，控制Y源双级
矩阵变换器的所有功率开关，输出三相对称的电压和电流，并使输入电流正弦且与输入电
压基本同相位。

[0036] 本发明的基于载波PWM的Y源双级矩阵变换器调制方法，针对传统空间矢量调制策略计算复杂，不易实现的问题，提出了一种科学合理的调制方法，保证了良好的输入输出波
形质量，具有科学合理，效果佳，易于实现等优点。

附图说明

[0037] 图1为Y源双级矩阵变换器拓扑结构示意图；

[0038] 图2为三相输入电压扇区划分示意图；

[0039] 图3为Y源网络直通状态等效电路示意图；

[0040] 图4为Y源网络非直通状态等效电路示意图；

[0041] 图5为逆变级电压空间矢量示意图；

[0042] 图6为整流级与逆变级电压矢量作用的顺序图；

[0043] 图7为整流级载波PWM信号示意图；

[0044] 图8为逆变级载波PWM信号示意图；

[0045] 图9为整流级的输出电压波形仿真图；

[0046] 图10为Y源网络电容电压波形仿真图；

[0047] 图11为三相输出电压波形仿真图；

[0048] 图12为三相输出电流波形仿真图；

[0049] 图13为a相输入电压与输入电流波形仿真图。

具体实施方式

[0050] 下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细描述。

[0051] 参照图1，一种基于载波PWM的Y源双级矩阵变换器调制方法的Y源双级矩阵变换器拓扑结构中，ua、ub、uc表示三相输入相电压；uA、uB、uC表示三相输出相电压；

[0052] 对于整流级，设三相输入相电压为：

[0053]

[0054] 其中，Uim为输入相电压幅值，ωi为输入相电压角频率。

[0055] 如图2所示，根据三相输入电压划分为6个扇区，为了提高电压利用率，整流级采用无零矢量的脉冲宽度调制策略，利用两个最大的正极性线电压合成整流级的输出电压。假
设整流级处于第一区间，两个最大的正极性线电压分别为uab、uac，dx和dy分别为uab和uac的
占空比，得到占空比的计算表达式如下：

[0056]

[0057] 得到在一个开关周期内整流级的输出平均电压的表达式为：

[0058]

[0059] 其中，|cos(θi)|＝max(|cos(θa)|,|cos(θb)|,|cos(θc)|)。

[0060] 对于Y源网络，变换过程中存在两种工作状态：直通状态和非直通状态。

[0061] 1)当Y源网络处于直通状态时，逆变级某一相上下开关同时导通，即开关S闭合，二极管D反向偏置，等效电路如图3所示：

[0062]

[0063] 其中，N1、N2、N3分别为变压器各个绕组的匝数。电容电压uCap的表达式为：

[0064]

[0065] 其中，K为变压器的绕组因数， Udc为整流级的输出平均电压的稳态分量，

[0066] 2)当Y源网络处于非直通状态时，逆变级任何一相上下开关都不能同时导通，开关S断开，二极管D导通，逆变级可等效为一个电流源，等效电路如图4所示：

[0067]

[0068]

[0069] 于是，得到逆变级的输入电压u′dc与整流级的输出平均电压 的关系式：

[0070]

[0071] 对于逆变级，设三相参考输出相电压为：

[0072]

[0073] 其中，Uom为参考输出的相电压幅值，ωo为参考输出的相电压角频率。

[0074] 参考电压矢量Uref的计算公式为：

[0075]

[0076] 假设参考电压矢量Uref位于第一扇区，如图5所示，U1和U2为两个有效矢量，U0和U7为两个零矢量。根据参考电压矢量的合成原理，得到参考电压矢量Uref的表达式为：

[0077] Uref＝d1U1+d2U2+d0U0+d7U7  (11)

[0078] 有效矢量U1、U2和零矢量U0、U7的占空比计算公式为：

[0079]

[0080] 其中，d1和d2是有效矢量U1和U2的占空比；d0和d7是零矢量U0和U7的占空比；α0为参考电压矢量Uref与有效矢量U1的夹角。

[0081] 为了获得三相对称的输入电流和输出电压，对整流级和逆变级的开关状态进行有效的组合。为了便于载波调制，使各开关状态在一个开关周期内对称排列，如图6所示。

[0082] 选取等腰三角波为载波，其周期与调制周期相同，幅值从‑Uim到Uim变化，如图7所示，推导出三角形载波Vt的表达式为：

[0083]

[0084] 假设此时整流级位于第一区间，如图7所示，a相上桥臂功率开关Sap恒定导通，b相与c相下桥臂功率开关Sbn、Scn交替导通，于是可计算出Sbn、Scn两个开关的切换时刻：

[0085]

[0086] 结合公式(13)，计算得到整流级b相下桥臂功率开关Sbn的调制波的表达式为：

[0087] Vbn＝(2dx‑1)Uim  (15)

[0088] 无论整流级位于哪个区间，始终遵循在一个周期内一个功率开关恒定导通，另外两个功率开关交替导通。可推导出整流级的调制波Vr的通用表达式为：

[0089] Vr＝(2dx‑1)Uim  (16)

[0090] 对于逆变级，假设位于第一区间，如图8所示，可知A相上桥臂功率开关SAP的驱动信号无法由一个调制波实现，于是将A相上桥臂功率开关SAP的驱动信号视为由两个对称分布
的信号SA1和SA2通过进行逻辑运算而得到的，因此计算SA1和SA2的作用时刻分别为tA1和tA2，
表达式为：

[0091]

[0092] 结合公式(13)，得到SA1和SA2对应的调制波VA1和VA2的表达式为：

[0093]

[0094] 其它两相同理不再赘述，得到B、C相上桥臂功率开关的调制波的表达式为：

[0095]

[0096] 进而可推导出逆变级调制波的通用表达式为：

[0097]

[0098] 其中，VX1和VX2为逆变级X相的调制波的表达式，uX‑ref为逆变级X相参考输出相电压，X∈{A,B,C}；uoffset为偏置电压，umax＝max(uA‑ref,uB‑ref,uC‑ref)，umin＝min(uA‑ref,uB‑ref,
uC‑ref)。

[0099] 对于直通状态，直通矢量的选取需要考虑直通状态在开关顺序中的插入问题，为了不影响输出电压的性能，将直通状态插入逆变级零矢量中，既可以实现升压目的又不会
影响有效矢量的作用效果。然而，不同的插入方式直接关系到载波PWM调制策略的难度。如
图8所示，将直通矢量插入到两个线电压切换的零矢量中，这样既可以减少直通调制信号的
数量，又能够使得整流级实现零电流换流。于是计算直通矢量插入时刻tst1、tst2，表达式如
下：

[0100]

[0101] 结合公式(13)得到直通状态的调制信号表达式为：

[0102]

[0103] 将整流级、逆变级的调制波和直通矢量的调制波，分别与设定好的三角载波相比较，得到控制整流级双向功率开关的驱动信号和逆变级功率开关的驱动信号。如图7所示，
当Vbn＞Vt时，Sbn导通，当Vbn＜Vt时，Sbn关断，于是得到整流级b相下桥臂功率开关Sbn的驱动
信号，Scn的驱动信号与Sbn正好相反。如图8所示，将逆变级中两个调制波VA1和VA2与载波Vt相
比较得到信号SA1和SA2，通过逻辑运算得到信号SA为：

[0104]

[0105] 将直通矢量的两个调制波Vst1和Vst2与载波Vt相比较得到信号Sst1和Sst2，通过逻辑运算得到直通信号Sst为：

[0106]

[0107] 考虑直通信号的情况下，逆变级A相上下桥臂功率开关SAP和SAN的驱动信号分别为：

[0108]

[0109] 为了说明本发明调制方法的有效性，用Matlab软件做了仿真。仿真参数如下：输入电压幅值200V，频率50Hz；设定输出电压幅值为273V，频率为100Hz；Y源网络中变压器匝数
比为40:40:80，绕组因数K为3，电容C为470μF；负载电阻为16Ω，电感为12mH。图9为整流级
的输出电压，其在一个调制周期内的最大值约为346V；由图10得知Y源网络电容电压最终稳
定在486V左右，远高于整流级的输出电压；图11为三相输出电压波形，三相输出电压作用在
阻感负载后，产生三相对称的正弦输出电流，如图12所示；通过图13得知a相输入电流为正
弦波，且几乎与电压同相位。仿真结果验证了本发明基于状态空间平均模型的Y源双级矩阵
变换器分析方法的正确性，能够保证良好的输入和输出性能。

[0110] 本发明具体实施方式并非穷举，并不构成对权利要求保护范围的限定，本领域技术人员根据本发明实施例获得的启示，不经过创造性劳动就能够想到其它实质上等同的替
代，均在本发明保护范围内。