本发明公开了一种谐振变换器，涉及电力电子技术领域。本发明包括一个桥式电路，一个谐振电路；一个变压器T1：谐振电路2至少包括相互并联的第一电容Cr1、第二电容Cr2和钳位二极管D2，第一电容Cr1的一端串联于第二开关S3，第一电容Cr1、第二电容Cr2和钳位二极管D2均分别串联于第一钳位二极管D1、谐振电感Lr；还包括驱动控制电路，向第二开关S3提供驱动信号Vg_s3；第一电容Cr1的电容量远大于第二电容Cr2的电容量，第二钳位二极管D2、第一钳位二极管D1反向接入电路。本发明通过第二开关管S3以及钳位二极管D1和D2的共同作用，通过电路控制，满载时电路等效于串联谐振变换器，增加转换效率。
其特征在于，所述谐振电路（2）至少包括相互并联的第一电容（Cr1）、第二电容（Cr2）和第二钳位二极管（D2），第一电容（Cr1）与开关S3串联连接，第一电容（Crl）与开关S3串联后的支路分别与第二电容（Cr2）、第二钳位二极管（D2）并联连接，第一电容（Crl）的一端与开关S3的一端连接，开关S3的另一端、第二钳位二极管（D2）的阴极、第二电容（Cr2）的一端与第一钳位二极管（D1）的阳极连接，第一电容（Crl）的另一端、第二钳位二极管（D2）的阳极、第二电容（Cr2）的另一端均与输入电源Vin的负极连接，输入电源Vin的负极接地，第一钳位二极管（Dl）的阳极连接至输入电源Vin的正极；
还包括驱动控制电路（3），用于向所述开关S3提供驱动信号Vg_s3；
其中第一电容（Cr1）的电容量远大于第二电容（Cr2）的电容量，第二钳位二极管（D2）、第一钳位二极管（D1）反向接入电路；
驱动控制电路（3）包括电阻（Rfb）、运算放大器（Op1）和比较器（Comp1），所述运算放大器（Op1）的正向输入端接基准电压（Vref），负向输入端接电阻（Rfb），输出端接比较器（Comp1）的正向输入端，比较器（Comp1）的反向输入端接迟滞电压（Vhyz），迟滞电压（Vhyz）接基准电压（Vref），比较器（Comp1）用于比较运算放大器（Op1）输出的电压（Vcomp）；
其中，当运算放大器（Op1）输出的电压（Vcomp）升至迟滞电压（Vhyz）和基准电压（Vref）之和时，比较器（Comp1）用于向开关S3输出驱动信号Vg_s3，开关S3导通，此时开关S2导通状态，开关S1关断状态；
当运算放大器（Op1）输出的电压（Vcomp）降至基准电压（Vref）时，比较器（Comp1）用于向开关S3输出驱动信号Vg_s3，开关S3关断，此时开关S2关断状态，开关S1导通状态。
2.根据权利要求1所述的一种谐振变换器，其特征在于，所述桥式电路（1）至少由开关S1、开关S2构成，驱动控制电路（3）向所述开关S1提供驱动信号Vg_s1以及向开关S2提供驱动信号Vg_s2。
3.根据权利要求2所述的一种谐振变换器，其特征在于，所述谐振电路（2）受所述开关S1、开关S2驱动。
4.根据权利要求1所述的一种谐振变换器，其特征在于，还包括补偿电容（Cfb）、压控振荡器VCO1、压控振荡器VCO2、非门电路和对称互补驱动电路，补偿电容（Cfb）的两端分别连接于运算放大器（Op1）的反向输入端和输出端，补偿电容（Cfb）和运算放大器（Op1）的输出端均连接相互并联设置的压控振荡器VCO1、压控振荡器VCO2，压控振荡器VCO1通过开关Sa连接于对称互补驱动电路，压控振荡器VCO2通过开关Sb连接于对称互补驱动电路；
其中，当运算放大器（Op1）输出的电压（Vcomp）降至基准电压（Vref）之时，比较器（Comp1）用于向开关Sa输出驱动信号，开关Sa导通，开关Sb关断；
当运算放大器（Op1）输出的电压（Vcomp）升至迟滞电压（Vhyz）和基准电压（Vref）之和时，比较器（Comp1）用于向开关Sb输出驱动信号，开关Sb导通，开关Sa关断。
5.根据权利要求1所述的一种谐振变换器，其特征在于，对称互补驱动电路上输出驱动信号Vg_s1、驱动信号Vg_s2的空占比各为50%。
6.根据权利要求1所述的一种谐振变换器，其特征在于，所述开关S3为反向串联的场效晶体管、三极管、绝缘栅双极型晶体管的一种。
7.根据权利要求1所述的一种谐振变换器，其特征在于，所述变压器（T1）输出端藕接输出整流电路（DB1），输出整流电路（DB1）为中心抽头整流电路，倍压整流电路或全桥整流电路的一种。
一种谐振变换器
技术领域
[0001] 本发明属于电力电子技术领域，特别是涉及一种谐振变换器。
背景技术
[0002] 高功率密度、高效率和低成本的驱动电源更加具有竞争力。通常驱动电源会选择谐振电路来达到实现高功率密度及高效率的目的。谐振电路可以实现原边两个或两个以上
的开关管的零电压开通和副边整流二极管的零电流关断，可以降低电源的开关损耗，提高
功率变换器的效率和功率密度。
[0003] 在功率变换器的谐振电路的设计中，如果可以采用高频工作，不仅会使变压器的尺寸大大降低，还会增大功率密度，降低无源器件成本，工作效率也不会降低。
[0004] 如图6为现有技术提供的一种LLC谐振电路图。现有的LLC谐振电路，将输入电压为Vin的输入电源转化成负载需要的形式。但是，在现有技术中，在LLC谐振电路正常工作区间
内，随着工作频率的增大，谐振电路的增益会减小，从而输出功率减小。由此可见，现有的
LLC谐振电路，其工作频率会随着负载功率的减小而增大，尤其是负载较轻，频率非常高，其
曲线如图7所示。一般来说，电路最大工作频率需要被限制，这就使得满载工作频率无法大
幅提高。
[0005] 因此，如何改变谐振电路的工作模态，提高其满载工作频率和功率密度是本领域技术人员目前需要解决的技术问题。
发明内容
[0006] 本发明的目的在于提供一种谐振变换器，通过第二开关管S3以及钳位二极管D1和D2的共同作用，并通过驱动控制电路对谐振电路进行调节，大幅提高满载开关频率，有利于
高频化高功率密度设计。
[0007] 为解决上述技术问题，本发明是通过以下技术方案实现的：
[0008] 本发明为一种谐振变换器，包括：
[0009] 一个桥式电路，藕接于输入电压Vin；
[0010] 一个谐振电路，藕接于所述桥式电路；
[0011] 一个变压器T1，藕接于所述谐振电路；
[0012] 所述谐振电路至少包括相互并联的第一电容Cr1、第二电容Cr2和第二钳位二极管D2，所述第一电容Cr1的一端串联于开关S3，开关S3并联于第二电容Cr2，第一电容Cr1、第二
电容Cr2和第二钳位二极管D2均分别串联于第一钳位二极管D1、谐振电感Lr；
[0013] 还包括驱动控制电路，向所述开关S3提供驱动信号Vg_s3；
[0014] 其中第一电容Cr1的电容量远大于第二电容Cr2的电容量，第二钳位二极管D2、第一钳位二极管D1反向接入电路。
[0015] 优选地，桥式电路至少由开关S1、开关S2构成，驱动控制电路向所述开关S1提供驱动信号Vg_s1，向开关S2提供驱动信号Vg_s2。
[0016] 优选地，谐振电路受所述开关S1、开关S2驱动。
[0017] 优选地，驱动控制电路包括电阻Rfb、运算放大器Op1和比较器Comp1，所述运算放大器Op1的正向输入端接基准电压Vref，负向输入端接电阻Rfb，输出端接比较器Comp1的正
向输入端，比较器Comp1的反向输入端接迟滞电压Vhyz，迟滞电压Vhyz接基准电压Vref，比
较器Comp1用于比较运算放大器Op1输出的电压Vcomp；
[0018] 其中，当运算放大器Op1输出的电压Vcomp升至迟滞电压Vhyz和基准电压Vref之和时，比较器Comp1用于向开关S3输出驱动信号Vg_s3，开关S3导通，此时开关S2导通状态，开
关S1关断状态；
[0019] 当运算放大器Op1输出的电压Vcomp降至基准电压Vref时，比较器Comp1用于向开关S3输出驱动信号Vg_s3，开关S3关断，此时开关S2关断状态，开关S1导通状态。
[0020] 优选地，还包括补偿电容Cfb、压控振荡器VCO1、压控振荡器VCO2、非门电路和对称互补驱动电路，补偿电容Cfb的两端分别连接于运算放大器Op1的反向输入端和输出端，补
偿电容Cfb和运算放大器Op1的输出端均连接相互并联设置的压控振荡器VCO1、压控振荡器
VCO2，压控振荡器VCO1通过开关Sa连接于对称互补驱动电路，压控振荡器VCO2通过开关Sb
连接于对称互补驱动电路；
[0021] 其中，当运算放大器Op1输出的电压Vcomp降至基准电压Vref之时，比较器Comp1用于向开关Sa输出驱动信号，开关Sa导通，开关Sb关断；
[0022] 当运算放大器Op1输出的的输出电压Vcomp升至迟滞电压Vhyz和基准电压Vref之和时，比较器Comp1用于向开关Sb输出驱动信号，开关Sb导通，开关Sa关断。
[0023] 优选地，对称互补驱动电路上输出驱动信号Vg_s1，驱动信号Vg_s2的空占比各为50%。
[0024] 优选地，开关S3为反向串联的场效晶体管、三极管、绝缘栅双极型晶体管的一种。
[0025] 优选地，所述变压器T1输出端藕接输出整流电路DB1，输出整流电路DB1为中心抽头整流电路，倍压整流电路或全桥整流电路的一种。
[0026] 本发明具有以下有益效果：
[0027] 本发明通过第二开关管S3以及钳位二极管D1和D2的共同作用，通过电路控制，变换器最高频率限制在第二谐振频率以内。
[0028] 满载时电路等效于串联谐振变换器，具有优秀的转换效率。
[0029] 在较轻负载时，开关管工作频率会降低，而非继续升高，以此提高开关管的工作寿命，相比于现有LLC变换器，对于最高频率限制降低，有利于提高满载开关频率，有利于高频
化高功率密度设计。
[0030] 当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
[0031] 为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领
域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附
图。
[0032] 图1为本发明的一种谐振变换器的电路图；
[0033] 图2为本发明的驱动控制电路图；
[0034] 图3负载与电路工作频率Fs的折线图；
[0035] 图4高负载谐振变换器的波形图；
[0036] 图5轻负载谐振变换器的波形图；
[0037] 图6LLC谐振电路图；
[0038] 图7为图6电路图中工作频率、电流曲线图。
具体实施方式
[0039] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于
本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它
实施例，都属于本发明保护的范围。
[0040] 请参阅图1所示，本发明为一种谐振变换器，包括：
[0041] 一个桥式电路1，藕接于输入电压Vin；
[0042] 其中，桥式电路1由至少由开关S1、开关S2构成，其中，开关S1、开关S2均为开关三极管，即开关S1、开关S2的通断为可驱动的。
[0043] 一个谐振电路2，藕接于桥式电路1，谐振电路2受开关S1、开关S2驱动。
[0044] 一个变压器T1的原边藕接于谐振电路2：变压器T1的副边藕接输出整流电路DB1，其中，输出整流电路DB1为中心抽头整流电路，倍压整流电路或全桥整流电路的一种。
[0045] 其中：
[0046] 谐振电路2至少包括相互并联的第一电容Cr1、第二电容Cr2和第二钳位二极管D2，第一电容Cr1的一端串联于开关S3，开关S3并联于第二电容Cr2，第一电容Cr1、第二电容Cr2
和第二钳位二极管D2均分别串联于第一钳位二极管D1、谐振电感Lr。
[0047] 第一电容Cr1、第二电容Cr2、第二钳位二极管D2分别串联于变压器T1的原边，其中，第二钳位二极管D2、第一钳位二极管D1反向接入电路，钳位二极管的接入方向同电流流
向相反。
[0048] 开关S3为反向串联的场效晶体管、三极管、绝缘栅双极型晶体管的一种。
[0049] 另外的，第一电容Cr1的电容量远大于第二电容Cr2的电容量，因此，当开关S3一直导通时，总谐振容值等于Cr1+Cr2，因为谐振容值较大，电容纹波电压较小，第一钳位二极管
D1和第二钳位二极管D2不导通。
[0050] 当开关S3一直关断时，第一电容Cr1不参与工作，因为谐振容第二电容Cr2容值较小，电容纹波电压较大。当第二电容Cr2两端电压大于Vin时，第一钳位二极管D1导通；当第
二电容Cr2两端电压小于0时，第二钳位二极管D2导通。
[0051] 通过控制开关S3以及开关S1、开关S2的通断，即可获得稳定的输出电压。
[0052] 进一步的：
[0053] 第一谐振频率：
[0054] 第二谐振频率：
[0055] 第三谐振频率： ， 。
[0056] 具体的如图3所示：
[0057] 当满载时，开关频率Fs接近第一谐振频率Fr1，随着负载电流逐步降低，开关频率Fs逐步增大。当开关频率Fs接近第三谐振频率Fr3时，关断开关S3，设定Fs＝Fr2，电路进入
原边限流的钳位工作模式。随着负载进一步逐步降低，开关频率Fs也随之逐步降低。反之，
随着负载逐步加大，开关频率Fs会逐步增大到第二谐振频率Fr2，导通开关S3，并设定Fs＝
Fr3。之后随着负载进一步加大，开关频率Fs会逐步减小到Fr1附近。
[0058] 进而调节设置相应的Kr值，可以平滑电路增益和频率跳变。
[0059] 随负载降低，开关频率不会大幅增加，电路的最高工作频率为Fr2，可以大幅提高满载工作频率，有利于高频化高功率密度设计。
[0060] 如图2所示，还包括驱动控制电路3，向开关S3提供驱动信号Vg_s3，向开关S1提供驱动信号Vg_s1，向开关S2提供驱动信号Vg_s2。
[0061] 其中，驱动开关S3的通断进行获得稳定的输出电压V。
[0062] 具体的，驱动控制电路3包括电阻Rfb、运算放大器Op1和比较器Comp1，运算放大器Op1的正向输入端接基准电压Vref，负向输入端接电阻Rfb，输出端接比较器Comp1的正向输
入端，比较器Comp1的反向输入端接迟滞电压Vhyz，迟滞电压Vhyz接基准电压Vref，比较器
Comp1用于比较运算放大器Op1输出的电压Vcomp。
[0063] 当运算放大器Op1输出的电压Vcomp升至迟滞电压Vhyz和基准电压Vref之和时，比较器Comp1用于向开关S3输出驱动信号Vg_s3，开关S3导通，相应的，此时开关S2导通状态，
开关S1关断状态；
[0064] 当运算放大器Op1输出的电压Vcomp降至基准电压Vref时，比较器Comp1用于向开关S3输出驱动信号Vg_s3，开关S3关断，相应的，此时开关S2关断状态，开关S1导通状态。
[0065] 优选的，开关S2和开关S1的状态为受驱动信号自动驱动的。
[0066] 相应的，驱动控制电路3还包括补偿电容Cfb、压控振荡器VCO1、压控振荡器VCO2、非门电路和对称互补驱动电路。
[0067] 压控振荡器VCO1的工作特性：输入电压越高，输出频率越高。
[0068] 压控振荡器VCO2的工作特性：输入电压越高，输出频率越低。
[0069] VCO1的频率工作区间为Fr2至0，对应的Vcomp电压信号区间为Vref至0。VCO2的频率工作区间为Fr3至Fr1，对应的Vcomp电压信号区间为Vref+Vhyz至最大限制值Vcomp_max。
[0070] 补偿电容Cfb并联运算放大器Op1，补偿电容Cfb和运算放大器Op1的输出端均连接相互并联设置的压控振荡器VCO1、压控振荡器VCO2，压控振荡器VCO1通过开关Sa连接于对
称互补驱动电路，压控振荡器VCO2通过开关Sb连接于对称互补驱动电路。
[0071] 其中，当运算放大器Op1输出的电压Vcomp降至基准电压Vref之时，比较器Comp1用于向开关Sa输出驱动信号，开关Sa导通，开关Sb关断，压控振荡器VCO1工作；
[0072] 当运算放大器Op1输出的电压Vcomp升至迟滞电压Vhyz和基准电压Vref之和时，比较器Comp1用于向开关Sb输出驱动信号，开关Sb导通，开关Sa关断，压控振荡器VCO2代替压
控振荡器VCO1工作。
[0073] 优选的，对称互补驱动电路，输出占空比各为50%的对称互补驱动信号给开关S1和开关S2。
[0074] 如图4所示，当负载较重时，开关S3一直导通，Cr1参与谐振工作，电路工作状态接近串联谐振变换器，保证足够的能量输出。
[0075] 如图5所示，当负载较轻时，开关S3一直关断，Cr1不参与谐振工作，D1和D2交替钳位导通，将部分能量反馈回输入，变换器工作于钳位断续状态，负载越轻，断续越明显。
[0076] 值得注意的是，上述系统实施例中，所包括的各个单元只是按照功能逻辑进行划分的，但并不局限于上述的划分，只要能够实现相应的功能即可；另外，各功能单元的具体
名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本发明的保护范围。
[0077] 以上公开的本发明优选实施例只是用于帮助阐述本发明。优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，
可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明
的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本发明。本发明仅
受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。
