一种单相并网逆变器控制方法、系统、设备及介质

摘要

本发明实施例公开了一种单相并网逆变器控制方法、系统、设备及介质，本发明实施例可以在静止参考系中实现单相并网逆变器的有功和无功的解耦控制。通过使用基于混合调制的电流滞环方案以及多个并联的比例谐振控制器，可以改进输出低频失真的问题，并具有内置软开关特性，且针对LCL结构，内嵌了一个有源阻尼环路。在失真的电网条件下具有良好的鲁棒性。

权利要求

1.一种单相并网逆变器控制方法，其特征在于，所述方法包括：采样得到单相并网逆变器输出侧的并网电流Ig和电网电压Vg；

在静止坐标系下，利用所述并网电流Ig和所述电网电压Vg，基于瞬时功率理论，通过功率解耦处理获得电网电流参考值Iref；

将所述电网电流参考值Iref与所述并网电流Ig比较，所得第一误差量经多PR控制器处理产生电网电流校正量Ierr；

将所述电网电流校正量Ierr与输出侧电容电流IC计算差值得到最终的电流滞环参考值Ihys_ref；

根据所述电流滞环参考值Ihys_ref，利用给定的电流滞环带定义，获取通过输出侧第一电感L1的第一电感电流IL1的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower；

利用由所述电流滞环参考值Ihys_ref的幅值决定的混合调制边界条件确定开关切换方式为单极性调制或双极性调制；

在单极性调制或双极性调制下，将当前时刻所述第一电感电流IL1的检测值与对应的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower相对比，确定下一时刻所述第一电感L1的控制状态为充电控制状态或放电控制状态；及

在充电控制状态或放电控制状态下，根据所述电流滞环参考值Ihys_ref与0的比对取值范围，产生下一时刻开关控制状态信号；

所述通过功率解耦处理获得电网电流参考值Iref，包括：利用所述并网电流Ig通过第一二阶通用积分器处理产生两个并网电流正交向量Ig‑α和Ig‑β，以及利用所述电网电压Vg通过第二二阶通用积分器处理产生两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β；

利用所述两个并网电流正交向量Ig‑α和Ig‑β以及所述两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β通过瞬时功率计算模型获得瞬时有功功率Pout和瞬时无功功率Qout；

将所述瞬时有功功率Pout与预先给定的第一参考值P'ref作比较，所得第二误差量经过第一PI调节器处理获得第一控制值Ip，以及将所述瞬时无功功率Qout与预先给定的第二参考值Q'ref作比较，所得第三误差量经过第二PI调节器处理获得第二控制值Iq；

根据所述第一控制值Ip和所述第二控制值Iq分别与来自所述第二二阶通用积分器的两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β相乘，获得包含当前参考值的角度和幅度信息的第一控制向量I'p和第二控制向量I'q；

根据所述第一控制向量I'p和所述第二控制向量I'q计算获得电网电流参考值Iref。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述第一二阶通用积分器获取两个并网电流正交向量Ig‑α和Ig‑β的计算公式如下：Ig‑α＝Im sin(ω1t‑Φ)Ig‑β＝‑Im cos(ω1t‑Φ)其中，Im为并网电流Ig的瞬时幅值，ω1为并网电流Ig的角频率，t为瞬时时刻值，Φ为并网电流Ig的初始时刻对应的相角；

所述第二二阶通用积分器获取两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β的计算公式如下：Vg‑α＝Vm sin(ω2t)

Vg‑β＝‑Vm cos(ω2t)其中，Vm为电网电压Vg的瞬时幅值，ω2为电网电压Vg的角频率，t为瞬时时刻值。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述瞬时功率计算模型获得瞬时有功功率Pout和瞬时无功功率Qout的计算公式如下：其中，x为瞬时功率计算模型的输出结果。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电网电流参考值Iref的计算公式如下：其中，Vg为电网电压。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一电感电流IL1的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower的表达式分别如下：其中，IL1_upper(t)为t时刻的电感电流IL1的上边界，IL1_lower(t)为t时刻电感电流IL1的下边界，Ihys_ref(t)为t时刻的电流滞环参考值，Ihb为预设定的滞环边界偏置值，I1为预先设定的第一幅值参考值。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述混合调制边界条件的表达式如下：其中，Ihys_ref(t)为t时刻的电流滞环参考值，I2为预先设定的第二幅值参考值。

7.一种单相并网逆变器控制系统，其特征在于，所述系统包括：检测模块，用于采样得到单相并网逆变器输出侧的并网电流Ig和电网电压Vg；

功率外环解耦控制模块，用于在静止坐标系下，利用所述并网电流Ig和所述电网电压Vg，基于瞬时功率理论，通过功率解耦处理获得电网电流参考值Iref；

电流内环控制模块，用于将所述电网电流参考值Iref与所述并网电流Ig比较，所得第一误差量经多PR控制器处理产生电网电流校正量Ierr；将所述电网电流校正量Ierr与输出侧电容电流IC计算差值得到最终的电流滞环参考值Ihys_ref；及混合调制及电流滞环控制模块，用于根据所述电流滞环参考值Ihys_ref，利用给定的电流滞环带定义，获取通过输出侧第一电感L1的第一电感电流IL1的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower；利用由所述电流滞环参考值Ihys_ref的幅值决定的混合调制边界条件确定开关切换方式为单极性调制或双极性调制；在单极性调制或双极性调制下，将当前时刻所述第一电感电流IL1的检测值与对应的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower相对比，确定下一时刻所述第一电感L1的控制状态为充电控制状态或放电控制状态；及在充电控制状态或放电控制状态下，根据所述电流滞环参考值Ihys_ref与0的比对取值范围，产生下一时刻开关控制状态信号；

所述通过功率解耦处理获得电网电流参考值Iref，包括：利用所述并网电流Ig通过第一二阶通用积分器处理产生两个并网电流正交向量Ig‑α和Ig‑β，以及利用所述电网电压Vg通过第二二阶通用积分器处理产生两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β；

利用所述两个并网电流正交向量Ig‑α和Ig‑β以及所述两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β通过瞬时功率计算模型获得瞬时有功功率Pout和瞬时无功功率Qout；

将所述瞬时有功功率Pout与预先给定的第一参考值P'ref作比较，所得第二误差量经过第一PI调节器处理获得第一控制值Ip，以及将所述瞬时无功功率Qout与预先给定的第二参考值Q'ref作比较，所得第三误差量经过第二PI调节器处理获得第二控制值Iq；

根据所述第一控制值Ip和所述第二控制值Iq分别与来自所述第二二阶通用积分器的两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β相乘，获得包含当前参考值的角度和幅度信息的第一控制向量I'p和第二控制向量I'q；

根据所述第一控制向量I'p和所述第二控制向量I'q计算获得电网电流参考值Iref。

8.一种单相并网逆变器控制设备，其特征在于，所述设备包括：处理器和存储器；

所述存储器用于存储一个或多个程序指令；

所述处理器，用于运行一个或多个程序指令，用以执行如权利要求1‑6任一项所述的方法。

9.一种计算机存储介质，其特征在于，所述计算机存储介质中包含一个或多个程序指令，所述一个或多个程序指令用于执行如权利要求1‑6任一项所述的方法。

说明书

一种单相并网逆变器控制方法、系统、设备及介质

技术领域

[0001] 本发明实施例涉及电力电子变流技术领域，具体涉及一种单相并网逆变器控制方法、系统、设备及介质。

背景技术

[0002] 一般的，单相并网逆变器的有功和无功功率的控制调节是基于p q理论在同步参考系中实现的，并且需要通过锁相环(PLL)模块获取电网相位角信息。这使设计变得复杂，
锁相环的设计往往在抗干扰能力和瞬态性能之间进行权衡，如果设计不当，可能会降低系
统稳定性。尤其是在电网存在畸变的情况下。因此，如果能在静止参考系中设计，将具有容
易设计和实现的优势。另有直接功率控制的策略，这种方法的功率回路结构简单，但通常具
有跟踪误差高，缺乏固有电流限制和噪声衰减功能的缺点。这与下垂控制相同，下垂控制也
是此类应用的另一种流行方法。

[0003] 得益于宽的滞环带宽，双极性电流滞环控制可以实现固有的快速动态响应和鲁棒的电流调节。为了在不增加输出电感的情况下进一步降低开关损耗，单极性的电流滞环控
制将被考虑，可以将功率器件的等效开关频率减半来降低开关损耗，但是，它会受到电网电
流中的过零失真和低频谐波的影响，这会降低输出功率质量。此外，单极性调制中的电网电
流的过零失真可能是由于数字控制器的采样间隔或输出电感电流的斜率与零交叉点附近
的参考电流相比更小。需要指出的是，与双极性调制相比，就平均电流分析而言，单极性调
制的采样间隔会导致过零失真。Wu等人提出了一种在线超前相位角补偿方法来抑制由于较
小斜率引起的失真。与传统的电流滞环控制不同，要实现软开关，应使用宽的滞环带和低输
出电感。Gunter和Fuchs提出了一种通过线性化公差带极限来大幅减少偏差的开关时间预
测。Kazmierkowski和Davoodnezhad等还介绍了一种预测控制，以计算每个开关周期的占空
比，并将输出电感器电流限制在滞环带内。尽管上述预测算法可以通过精确控制开关状态
来最小化低频谐波，但不断增加的信号处理要求和控制复杂性无疑会给数字控制器带来负
担。

发明内容

[0004] 为此，本发明实施例提供了一种单相并网逆变器控制方法、系统、设备及介质，以解决目前单相并网逆变器的功率控制技术设计复杂、稳定性差的技术问题。

[0005] 为了实现上述目的，本发明实施例提供如下技术方案：

[0006] 根据本发明实施例的第一方面，提供了一种单相并网逆变器控制方法，所述方法包括：采样得到所述单相并网逆变器输出侧的并网电流Ig和电网电压Vg；在静止坐标系下，
利用所述并网电流Ig和所述电网电压Vg，基于瞬时功率理论，通过功率解耦处理获得电网电
流参考值Iref；将所述电网电流参考值Iref与所述并网电流Ig比较，所得第一误差量经多PR
控制器处理产生电网电流校正量Ierr；将所述电网电流校正量Ierr与输出侧电容电流IC计算
差值得到最终的电流滞环参考值Ihys_ref；根据所述电流滞环参考值Ihys_ref，利用给定的电流
滞环带定义，获取通过输出侧第一电感L1的第一电感电流IL1的上边界IL1_upper和下边界
IL1_lower；利用由所述电流滞环参考值Ihys_ref的幅值决定的混合调制边界条件确定开关切换
方式为单极性调制或双极性调制；在单极性调制或双极性调制下，将当前时刻所述第一电
感电流IL1的检测值与对应的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower相对比，确定下一时刻所述第
一电感L1的控制状态为充电控制状态或放电控制状态；及在充电控制状态或放电控制状态
下，根据所述电流滞环参考值Ihys_ref与0的比对取值范围，产生下一时刻开关控制状态信
号。

[0007] 进一步地，所述通过功率解耦处理获得电网电流参考值Iref，包括：利用所述并网电流Ig通过第一二阶通用积分器处理产生两个并网电流正交向量Ig‑α和Ig‑β，以及利用所述
电网电压Vg通过第二二阶通用积分器处理产生两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β；利用所述
两个并网电流正交向量Ig‑α和Ig‑β以及所述两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β通过瞬时功率
计算模型获得瞬时有功功率Pout和瞬时无功功率Qout；将所述瞬时有功功率Pout与预先给定
的第一参考值P'ref作比较，所得第二误差量经过第一PI调节器处理获得第一控制值Ip，以
及将所述瞬时无功功率Qout与预先给定的第二参考值Q'ref作比较，所得第三误差量经过第
二PI调节器处理获得第二控制值Iq；根据所述第一控制值Ip和所述第二控制值Iq分别与来
自所述第二二阶通用积分器的两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β相乘，获得包含当前参考值
的角度和幅度信息的第一控制向量I'p和第二控制向量I'q；根据所述第一控制向量I'p和所
述第二控制向量I'q计算获得电网电流参考值Iref。

[0008] 进一步地，所述第一二阶通用积分器获取两个并网电流正交向量Ig‑α和Ig‑β的计算公式如下：

[0009] Ig‑α＝Im sin(ω1t‑Φ)

[0010] Ig‑β＝‑Im cos(ω1t‑Φ)

[0011] 其中，Im为并网电流Ig的瞬时幅值，ω1为并网电流Ig的角频率，t为瞬时时刻值，Φ为并网电流Ig的初始时刻对应的相角；

[0012] 所述第二二阶通用积分器获取两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β的计算公式如下：

[0013] Vg‑α＝Vm sin(ω2t)

[0014] Vg‑β＝‑Vm cos(ω2t)

[0015] 其中，Vm为电网电压Vg的瞬时幅值，ω2为电网电压Vg的角频率，t为瞬时时刻值。

[0016] 进一步地，所述瞬时功率计算模型获得瞬时有功功率Pout和瞬时无功功率Qout的计算公式如下：

[0017]

[0018] 其中，x为瞬时功率计算模型的输出结果。

[0019] 进一步地，所述电网电流参考值Iref的计算公式如下：

[0020]

[0021] 其中，Vg为电网电压。

[0022] 进一步地，所述第一电感电流IL1的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower的表达式分别如下：

[0023]

[0024]

[0025] 其中，IL1_upper(t)为t时刻的电感电流IL1的上边界，IL1_lower(t)为t时刻电感电流IL1的下边界，Ihys_ref(t)为t时刻的电流滞环参考值，Ihb为预设定的滞环边界偏置值，I1为预先
设定的第一幅值参考值。

[0026] 进一步地，所述混合调制边界条件的表达式如下：

[0027]

[0028] 其中，Ihys_ref(t)为t时刻的电流滞环参考值，I2为预先设定的第二幅值参考值。

[0029] 根据本发明实施例的第二方面，提供了一种单相并网逆变器控制系统，所述系统包括：检测模块，用于采样得到所述单相并网逆变器输出侧的并网电流Ig和电网电压Vg；功
率外环解耦控制模块，用于在静止坐标系下，利用所述并网电流Ig和所述电网电压Vg，基于
瞬时功率理论，通过功率解耦处理获得电网电流参考值Iref；电流内环控制模块，用于将所
述电网电流参考值Iref与所述并网电流Ig比较，所得第一误差量经多PR控制器处理产生电
网电流校正量Ierr；将所述电网电流校正量Ierr与输出侧电容电流IC计算差值得到最终的电
流滞环参考值Ihys_ref；及混合调制及电流滞环控制模块，用于根据所述电流滞环参考值
Ihys_ref，利用给定的电流滞环带定义，获取通过输出侧第一电感L1的第一电感电流IL1的上
边界IL1_upper和下边界IL1_lower；利用由所述电流滞环参考值Ihys_ref的幅值决定的混合调制边
界条件确定开关切换方式为单极性调制或双极性调制；在单极性调制或双极性调制下，将
当前时刻所述第一电感电流IL1的检测值与对应的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower相对比，
确定下一时刻所述第一电感L1的控制状态为充电控制状态或放电控制状态；及在充电控制
状态或放电控制状态下，根据所述电流滞环参考值Ihys_ref与0的比对取值范围，产生下一时
刻开关控制状态信号。

[0030] 根据本发明实施例的第三方面，提供了一种单相并网逆变器控制设备，所述设备包括：处理器和存储器；所述存储器用于存储一个或多个程序指令；所述处理器，用于运行
一个或多个程序指令，用以执行如上一种单相并网逆变器控制方法中的任一方法步骤。

[0031] 根据本发明实施例的第四方面，提供了一种计算机存储介质，该计算机存储介质中包含一个或多个程序指令，一个或多个程序指令用于执行如上一种单相并网逆变器控制
方法中的任一方法步骤。

[0032] 本发明实施例具有如下优点：本发明实施例可以在静止参考系中实现单相并网逆变器的有功和无功的解耦控制。通过使用基于混合调制的电流滞环方案以及多个并联的比
例谐振控制器，可以改进输出低频失真的问题，并具有内置软开关特性，且针对LCL结构，内
嵌了一个有源阻尼环路。在失真的电网条件下具有良好的鲁棒性。

附图说明

[0033] 为了更清楚地说明本发明的实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅
仅是示例性的，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据
提供的附图引伸获得其它的实施附图。

[0034] 本说明书所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的
实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功
效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。

[0035] 图1为本发明实施例提供的一种单相并网逆变器控制系统的逻辑结构及该系统的单相并网逆变器控制方法原理示意图；

[0036] 图2为传统单相并网逆变器电流滞环控制的上下边界的正弦示意图；

[0037] 图3为本发明实施例中的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower及第一电感电流IL1波形示意图；

[0038] 图4为本发明实施例的仿真波形图；

[0039] 图5为本发明实施例中单相并网逆变器输出侧第一电感电流IL1谐波分析图；

[0040] 图6a为本发明实施例中有功功率跟踪特性仿真结果示意图；

[0041] 图6b为本发明实施例中无功功率跟踪特性仿真结果示意图。

具体实施方式

[0042] 以下由特定的具体实施例说明本发明的实施方式，熟悉此技术的人士可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点及功效。

[0043] 以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、接口、技术之类的具体细节，以便透彻理解本发明。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体
细节的其它实施例中也可以实现本发明。在其它情况中，省略对众所周知的系统、电路以及
方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本发明的描述。

[0044] 本发明实施例针对单相并网逆变器的控制策略，提出了一种单相并网逆变器控制方法、系统、设备及介质，在静止参考系中实现有功和无功的解耦控制，通过使用多个并联
的比例谐振控制器以及基于混合调制的电流滞环控制策略，改进了输出低频失真的问题，
在失真的电网条件下也具有良好的鲁棒性，并具备内置软开关特性。

[0045] 参考图1，本发明实施例提供的一种单相并网逆变器控制系统包括：检测模块2、功率外环解耦控制模块3、电流内环控制模块4和混合调制及电流滞环控制模块5。其中，功率
外环解耦控制模块3包括：第一二阶通用积分器31、第二二阶通用积分器32、瞬时功率计算
模型33、第一比较器34、第二比较器35、第一PI调节器36、第二PI调节器37、第一融合器38、
第二融合器39和第三融合器310。电流内环控制模块4包括：第三比较器41、多PR控制器42和
第四比较器43。

[0046] 进一步地，参考图1，本发明实施例涉及的单相并网逆变器1为由四个功率开关管形成单相全桥逆变器，四个功率开关管分别为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3
和第四开关管S4，第一开关管S1与第三开关管S3串联形成第一桥臂，第二开关管S2与第四开
关管S4串联形成第二桥臂，第一桥臂与第二桥臂并联，单相并网逆变器1的输入侧连接直流
电源的正极和负极，直流电源的等效直流电压为Vs，可以是逆变并网系统中常见的任何直
流输入电源形式，且并联设置输入端电容，输入端电容的电容值为Cdc。单相并网逆变器1的
输出侧通过LCL滤波器连接交流电网，LCL滤波器包括：第一电感L1、第二电感L2和输出侧电
容C，单相并网逆变器1的输出电压为Vo，第一电感L1和第二电感L2串联连接至交流电网的正
极，输出侧电容C一端连接至第一电感L1和第二电感L2之间，输出侧电容C另一端连接至交流
电网的负极。

[0047] 与上述公开的一种单相并网逆变器控制系统相对应，本发明实施例还公开了一种单相并网逆变器控制方法。以下结合上述描述的一种单相并网逆变器控制系统详细介绍本
发明实施例中公开的一种单相并网逆变器控制方法。

[0048] 参考图1，本发明实施例提供的一种单相并网逆变器控制方法包括：通过检测模块2采样得到单相并网逆变器1输出侧的并网电流Ig和电网电压Vg。通过功率外环解耦控制模
块3在静止坐标系下，利用并网电流Ig和电网电压Vg，基于瞬时功率理论，通过功率解耦处理
获得电网电流参考值Iref；通过第三比较器41将电网电流参考值Iref与并网电流Ig比较，所
得第一误差量经多PR控制器42处理产生电网电流校正量Ierr；通过第四比较器43将电网电
流校正量Ierr与输出侧电容电流IC计算差值得到最终的电流滞环参考值Ihys_ref。及通过混合
调制及电流滞环控制模块5根据电流滞环参考值Ihys_ref，利用给定的电流滞环带定义，获取
通过输出侧第一电感L1的第一电感电流IL1的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower；混合调制及
电流滞环控制模块5还用于：利用由电流滞环参考值Ihys_ref的幅值决定的混合调制边界条
件确定开关切换方式为单极性调制或双极性调制；在单极性调制或双极性调制下，将当前
时刻第一电感电流IL1的检测值与对应的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower相对比，确定下一
时刻第一电感L1的控制状态为充电控制状态或放电控制状态；及在充电控制状态或放电控
制状态下，根据电流滞环参考值Ihys_ref与0的比对取值范围，产生下一时刻开关控制状态信
号。

[0049] 参考图1，检测模块2输入端连接至单相并网逆变器1输出侧交流电网的并网电流检测点和电网电压检测点，检测模块2输出端连接至第一二阶通用积分器31、第二二阶通用
积分器32和第三比较器41，通过检测模块2采样得到单相并网逆变器1输出侧的并网电流Ig
和电网电压Vg，并将检测到的并网电流Ig输出给第一二阶通用积分器31；将检测到的电网电
压Vg分别输出给第二二阶通用积分器32和第三比较器41。另外，检测模块2输入端还可以连
接至单相并网逆变器1输出侧的输出侧电容电流IC检测点和第一电感电流IL1检测点，检测
模块2输出端还连接至第四比较器43和混合调制及电流滞环控制模块5，通过检测模块2还
采样得到输出侧电容电流IC和第一电感电流IL1，并将检测到的输出侧电容电流IC和第一电
感电流IL1分别输出给第四比较器43和混合调制及电流滞环控制模块5。

[0050] 进一步地，参考图1，功率外环解耦控制模块3，基于瞬时功率理论，通过功率解耦处理获得电网电流参考值Iref，具体包括：利用并网电流Ig通过第一二阶通用积分器31处理
产生两个并网电流正交向量Ig‑α和Ig‑β；以及利用电网电压Vg通过第二二阶通用积分器32处
理产生两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β；利用两个并网电流正交向量Ig‑α和Ig‑β以及两个电
网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β通过瞬时功率计算模型33获得瞬时有功功率Pout和瞬时无功功率
Qout；通过第一比较器34将瞬时有功功率Pout与预先给定的第一参考值P'ref作比较，所得第
二误差量经过第一PI调节器36处理获得第一控制值Ip，以及通过第二比较器35将瞬时无功
功率Qout与预先给定的第二参考值Q'ref作比较，所得第三误差量经过第二PI调节器37处理
获得第二控制值Iq；通过第一融合器38根据所述第一控制值Ip与来自第二二阶通用积分器
32的电网电压正交向量Vg‑α相乘，获得包含当前参考值的角度和幅度信息的第一控制向量
I'p；通过第二融合器39根据第二控制值Iq与来自第二二阶通用积分器32的电网电压正交向
量Vg‑β相乘，获得包含当前参考值的角度和幅度信息的第二控制向量I'q；通过第三融合器
310根据第一控制向量I'p和第二控制向量I'q计算获得电网电流参考值Iref。

[0051] 本发明实施例中，在固定参考系中解耦有功和无功功率控制，即具有灵活的运行功率因数，可实现双向功率控制，同时增强了系统对电网谐波和电压畸变的抗扰性。与传统
方法不同，所提出的功率控制方法以简便的方式在固定参考系中直接实现，因此不需要精
确的电网相位角信息。

[0052] 本发明实施例中，基于混合调制的电流滞环控制，并具有内在的软开关特性。为了提高系统效率并减少零交叉点处的低频失真，提出了能够实现部分软开关的混合调制的电
流置换方案，可在零交叉点周围时刻进行双极性调制以消除零交叉失真。在线路周期的其
他时刻进行单极性调制，以使功率器件的开关频率减半。

[0053] 进一步，本发明实施例结合了多PR控制器的使用，来改善由于过零点失真而引起的低频谐波，同时融合了具有用于LCL的有源阻尼的电流控制器设计。由于过零点附近的输
出电感器的传播延迟和较低的慢速，磁滞方案可能会产生低频谐波，双极性调制可以帮助
减轻这种情况。此外，通过利用多PR控制器42，所提出的控制方案可以通过为特定选择的谐
波频率提供阻尼增益来帮助减轻输出低频谐波及其影响。

[0054] 如上所述，本发明实施例公开的一种单相并网逆变器控制方法的整体描述已经在上述部分结合图1进行描述。总之，系统由多级级联环路结构，具体包括：功率外环、电流内
环和电流滞环，外环是功率环，实现有功和无功功率的独立解耦控制，最终产生电流内环的
参考值，即，电网电流参考值Iref。电流内环的设计目标是，在实现快速且准确的参考跟踪性
能的同时，改善低频谐波亮来降低失真度，且基于输出侧电容电流IC反馈实现有源阻尼来
抑制LCL滤波器可能存在的震荡以及改进系统稳定性。基于混合调制的电流滞环控制来产
生开关时序和开关动作。接下里将针对这三部分工作原理和过程做介绍。

[0055] 首先，功率外环，在静止坐标系下实现有功功率和无功功率的解耦控制。不需要详细的电网电压相位，用二阶通用积分器来实现电网相位信息的控制，在静止坐标系下直接
实现有功功率和无功功率的解耦控制，不需要坐标变换。

[0056] 在所提出的功率外环控制中，基于瞬时功率理论计算瞬时有功功率和无功功率值。这个过程采用了二阶通用积分器(SOGI)来构造了虚拟的两相系统(两轴固定参考系α‑
β)。二阶通用积分器(SOGI)在S域中的特征传递函数由下式给出：

[0057]

[0058]

[0059] 其中，k是阻尼系数，ω是控制/基本频率，s是s域的复频率。二阶通用积分器(SOGI)可以过滤远离控制(基本)频率ω的谐波，还可以有效地从原始信号中提取谐波的基
本成分。值得一提的是，通过两个合并二阶通用积分器(SOGI)，此方法可增强抗电网失真和
谐波的能力，这是该控制方案的另一个特点。

[0060] 进一步地，假设并网电流Ig和电网电压Vg由以下公式表达：

[0061] Ig＝Im sin(ω1t‑Φ)

[0062] Vg＝Vm sin(ω2t)

[0063] 其中，Im为并网电流Ig的瞬时幅值，ω1为并网电流Ig的角频率，ω2为电网电压Vg的角频率，t为瞬时时刻值，Φ为并网电流Ig的初始时刻对应的相角。

[0064] 因此，第一二阶通用积分器31获取两个并网电流正交向量Ig‑α和Ig‑β的计算公式如下：

[0065] Ig‑α＝Im sin(ω1t‑Φ)

[0066] Ig‑β＝‑Im cos(ω1t‑Φ)

[0067] 其中，Im为并网电流Ig的瞬时幅值，ω1为并网电流Ig的角频率，t为瞬时时刻值，Φ为并网电流Ig的初始时刻对应的相角。

[0068] 另外，第二二阶通用积分器32获取两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β的计算公式如下：

[0069] Vg‑α＝Vm sin(ω2t)

[0070] Vg‑β＝‑Vm cos(ω2t)

[0071] 其中，Vm为电网电压Vg的瞬时幅值，ω2为电网电压Vg的角频率，t为瞬时时刻值，ω1＝ω2，稳态下并网电流Ig的角频率跟踪电网电压Vg的角频率。

[0072] 进一步地，本发明实施例中，瞬时功率计算模型33获得瞬时有功功率Pout和瞬时无功功率Qout的计算公式如下：

[0073]

[0074] 其中，x为瞬时功率计算模型的输出结果。

[0075] 由上述计算公式可以计算出瞬时有功功率Pout和瞬时无功功率Qout，再通过与相应给定的功率参考值进行比较，通过PI补偿器可以获得两个独立的控制值：第一控制值Ip和
第二控制值Iq，如图1所示。然后根据所得的第一控制值Ip和第二控制值Iq分别与来自第二
二阶通用积分器32的两个正交的单位正弦信号(两个电网电压正交向量Vg‑α和Vg‑β)相乘，可
以获得包含当前参考值的角度和幅度信息的两个向量：第一控制向量I'p和第二控制向量
I'q。具体地址，第三融合器310的电网电流参考值Iref的计算公式如下：

[0076]

[0077] 其中，Vg为电网电压。

[0078] 进一步地，在上述所提出的控制方案中，内部环路是电流环路，其主要功能是改善动态性能并确保输出电流能够以低THD很好地跟踪参考值，改善低频谐波亮来降低失真度，
且基于输出侧电容电流IC反馈实现有源阻尼来抑制LCL滤波器可能存在的震荡以及改进系
统稳定性。

[0079] 其中，多PR控制器42用作电流内环的补偿器。PR控制器可以在谐振频率ω处提供了无限的增益，通过合理设计谐振频率，可以使控制信号的跟踪误差极大降低，并在其他低
频谐波上达到了高阻尼的目的。本发明实施例中采用多个PR控制器并联的方式，谐振频率
依次是基波频率、3次谐波、5次谐波、7次谐波。在此只考虑到3/5/7次谐波的消减，也可以通
过在补偿器上并联更多的谐振路径来消减更多的谐波频率的影响。PR控制器的传递函数如
下所示：

[0080]

[0081] 其中，KPi为比例部分的系数，KRi为谐振部分的一个增益系数，ωci为谐振部分的剪切频率，ωoi为谐振部分的基频系数，s为s域的复频率。

[0082] 另外，功率外环得到的电网电流参考值Iref与检测的实际并网电流Ig作比较产生的误差信号(第一误差量)作为多PR控制器的输入，通过上述PR控制器的传递函数得到最终
GPR(s)，将第一误差量与GPR(s)相乘输出得到电网电流校正量Ierr，与检测的输出侧电容电
流IC叠加(计算差值)得到最终的电流滞环参考值Ihys_ref。上述输出侧电容电流IC叠加的目
的是从环路上实现LCL滤波器的有源阻尼。

[0083] 最后，本发明实施例中，采用基于混合调制的电流滞环控制用来产生实时的逆变器四个开关的驱动控制信号，所谓混合调制是指单极性调制和双极性调制并存。

[0084] 先来看滞环控制策略。电流滞环控制是通过预设被控电流的上下边界来实现，本发明实施例中，是以通过电感L1的第一电感电流IL1作为预设被控电流，当第一电感电流IL1
上升到上边界值时，切换相应开关状态，使其下降；当第一电感电流IL1下降到下边界时，切
换相应开关状态，使其上升；如此循环，最终被控电流在预设的上下边界之间碰壁往复。所
以电流滞环控制需要两个方面的设计：一个是定义被控电感电流的上下边界；另一个是确
定电感电流上升或下降所对应的开光状态。

[0085] 传统的电流滞环控制策略往往采用固定的环宽，即上下边界在任何时刻都是等距离。所以，由于被控电感电流是正弦波形，规定的上下边界也往往是正弦波形，如图2所示；
而且，传统方法往往采用一种开关切换模式(单极调整或双极调制)来驱使被控电流上升和
下降。

[0086] 为了提高输出电流波形质量(主要是减小在过零点处畸变)，且减小开关损耗，实现零电压开通(ZVS)和零电流关断(ZCS)的特点，本发明实施例采用了改进的电流滞环控制
策略。具体的改进包括两点：1)上下边界不再是标准正弦(即，非恒定环宽)，而是如图3所
示；2)开关切换的方式不是固定的，而是在电感电流处在不同范围的时候采用不同的切换
方法(即混合调制的特点)，单极性调制有利于开关损耗减小，在过零点处采用双极性，可以
减小波形畸变。

[0087] 先来看上下边界的变化。本发明实施例中新的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower及第一电感电流IL1波形如图3所示。

[0088] 进一步地，第一电感电流IL1的上边界IL1_upper和下边界IL1_lower的表达式分别如下：

[0089]

[0090]

[0091] 其中，IL1_upper(t)为t时刻的电感电流IL1的上边界，IL1_lower(t)为t时刻电感电流IL1的下边界，Ihys_ref(t)为t时刻的电流滞环参考值，Ihb为预设定的滞环边界偏置值，I1为预先
设定的第一幅值参考值。

[0092] 另外，具体的开关切换方式的定义方法如下：在电网电流过零点附近采用双极性调制，能够最大程度地减小过零失真，并在周期的其他时刻实现单极性调制，使降低功率器
件的开关损耗。同样地，单极性和双极性调制的边界条件由电流滞环参考值Ihys_ref的幅值
决定，混合调制边界条件的表达式如下：

[0093]

[0094] 其中，Ihys_ref(t)为t时刻的电流滞环参考值，I2为预先设定的第二幅值参考值。

[0095] 混合调制涵盖以下两种模式，如图3所示，一种模式为：[t1‑t2]和[t4‑t5]：单相并网逆变器的开关状态由单极性调制(unipolar)产生。另一种模式为：[t0‑t1，t2‑t4和t5‑t6]，
单相并网逆变器的开关状态由双极性(bipolar)调制产生。

[0096] 以下详细介绍，在单极性调制下，如下表1所示的对应关系确定下一时刻开关控制状态信号。

[0097] 表1 单极性调制开关控制状态对应表

[0098]

[0099] 表1中SSx为下一时刻单相并网逆变器的开关控制状态信号，

[0100]

[0101] 其中，SS1、SS2、SS3、SS4分别为下一时刻第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4对应的开关状态，0表示开关管断开，1表示开关管闭合。如表1中所示，利用
混合调制边界条件确定开关切换方式为单极性调制下，并且确定下一时刻第一电感L1的控
制状态为充电控制状态(即，第一电感电流IL1下降到下边界IL1_lower，或第一电感电流IL1下
降到下边界IL1_lower以下，下一时刻需要切换相应开关状态，使第一电感电流IL1上升，第一
电感L1需要处于充电控制状态)，对比电流滞环参考值Ihys_ref与0，如果电流滞环参考值
Ihys_ref大于或等于0，则，

[0102]

[0103] 如果电流滞环参考值Ihys_ref小于0，则，

[0104]

[0105] 同样地，利用混合调制边界条件确定开关切换方式为单极性调制下，并且确定下一时刻第一电感L1的控制状态为放电控制状态(即，第一电感电流IL1上升到上边界IL1_upper，
或第一电感电流IL1上升到上边界IL1_upper以上，下一时刻需要切换相应开关状态，使第一电
感电流IL1下降，第一电感L1需要处于放电控制状态)，对比电流滞环参考值Ihys_ref与0，如果
电流滞环参考值Ihys_ref大于或等于0，则，

[0106]

[0107] 如果电流滞环参考值Ihys_ref小于0，则，

[0108]

[0109] 以下详细介绍，在双极性调制下，如下表2所示的对应关系确定下一时刻开关控制状态信号。

[0110] 表2 双极性调制开关控制状态对应表

[0111]

[0112] 表2中SSx为下一时刻单相并网逆变器的开关控制状态信号，

[0113]

[0114] 其中，SS1、SS2、SS3、SS4分别为下一时刻第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4对应的开关状态，0表示开关管断开，1表示开关管闭合。如表2中所示，利用
混合调制边界条件确定开关切换方式为双极性调制下，并且确定下一时刻第一电感L1的控
制状态为充电控制状态(即，第一电感电流IL1下降到下边界IL1_lower，或第一电感电流IL1下
降到下边界IL1_lower以下，下一时刻需要切换相应开关状态，使第一电感电流IL1上升，第一
电感L1需要处于充电控制状态)，对比电流滞环参考值Ihys_ref与0，如果电流滞环参考值
Ihys_ref大于0，则，

[0115]

[0116] 如果电流滞环参考值Ihys_ref小于0，则，

[0117]

[0118] 同样地，利用混合调制边界条件确定开关切换方式为双极性调制下，并且确定下一时刻第一电感L1的控制状态为放电控制状态(即，第一电感电流IL1上升到上边界IL1_upper，
或第一电感电流IL1上升到上边界IL1_upper以上，下一时刻需要切换相应开关状态，使第一电
感电流IL1下降，第一电感L1需要处于放电控制状态)，对比电流滞环参考值Ihys_ref与0，如果
电流滞环参考值Ihys_ref大于0，则，

[0119]

[0120] 如果电流滞环参考值Ihys_ref小于0，则，

[0121]

[0122] 与上述实施例相对应的，本发明实施例还提供了一种单相并网逆变器控制设备，所述设备包括：处理器和存储器；所述存储器用于存储一个或多个程序指令；所述处理器，
用于运行一个或多个程序指令，用以执行如上所介绍的一种单相并网逆变器控制方法。

[0123] 与上述实施例相对应的，本发明实施例还提供了一种计算机存储介质，该计算机存储介质中包含一个或多个程序指令。其中，一个或多个程序指令用于执行如上所介绍的
一种单相并网逆变器控制方法。

[0124] 在本发明实施例中，处理器可以是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。处理器可以是通用处理器、数字信号处理器(Digital Signal Processor，简称DSP)、专用集成
电路(Application Specific工ntegrated Circuit，简称ASIC)、现场可编程门阵列
(FieldProgrammable Gate Array，简称FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体
管逻辑器件、分立硬件组件。

[0125] 可以实现或者执行本发明实施例中的公开的各方法、步骤及逻辑框图。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。结合本发明实施例所公开
的方法的步骤可以直接体现为硬件译码处理器执行完成，或者用译码处理器中的硬件及软
件模块组合执行完成。软件模块可以位于随机存储器，闪存、只读存储器，可编程只读存储
器或者电可擦写可编程存储器、寄存器等本领域成熟的存储介质中。处理器读取存储介质
中的信息，结合其硬件完成上述方法的步骤。

[0126] 存储介质可以是存储器，例如可以是易失性存储器或非易失性存储器，或可包括易失性和非易失性存储器两者。

[0127] 其中，非易失性存储器可以是只读存储器(Read‑Only Memory，简称ROM)、可编程只读存储器(Programmable ROM，简称PROM)、可擦除可编程只读存储器(Erasable PROM，简
称EPROM)、电可擦除可编程只读存储器(Electrically EPROM，简称EEPROM)或闪存。

[0128] 易失性存储器可以是随机存取存储器(Random Access Memory，简称RAM)，其用作外部高速缓存。通过示例性但不是限制性说明，许多形式的RAM可用，例如静态随机存取存
储器(Static RAM，简称SRAM)、动态随机存取存储器(Dynamic RAM，简称DRAM)、同步动态随
机存取存储器(Synchronous DRAM，简称SDRAM)、双倍数据速率同步动态随机存取存储器
(Double Data RateSDRAM，简称DDRSDRAM)、增强型同步动态随机存取存储器(Enhanced 
SDRAM，简称ESDRAM)、同步连接动态随机存取存储器(Synchlink DRAM，简称SLDRAM)和直接
内存总线随机存取存储器(DirectRambus RAM，简称DRRAM)。

[0129] 本发明实施例描述的存储介质旨在包括但不限于这些和任意其它适合类型的存储器。

[0130] 本领域技术人员应该可以意识到，在上述一个或多个示例中，本发明所描述的功能可以用硬件与软件组合来实现。当应用软件时，可以将相应功能存储在计算机可读介质
中或者作为计算机可读介质上的一个或多个指令或代码进行传输。计算机可读介质包括计
算机存储介质和通信介质，其中通信介质包括便于从一个地方向另一个地方传送计算机程
序的任何介质。存储介质可以是通用或专用计算机能够存取的任何可用介质。

[0131] 进一步地，以下对本发明实施例提出的上述实施例进行了仿真研究，如下表3所示，列出了的仿真的系统规格，对表3中拟议的控制系统进行了仿真和实验评估。在仿真和
实验测试中，均对功率调节的稳态和动态性能进行了评估。

[0132] 表3 仿真系统参数列表

[0133]参数 值
额定功率 150VAR
等效直流电压，Vs 400V
电网频率，f0 60Hz
开关频率，fs 20kHz
第一电感L1，第二电感L2 3mH
输出侧电容C 5μF

[0134] 仿真和实验评估如下所述：

[0135] 图4为本发明实施例的仿真波形图，图4显示了：在单位功率因数情况下，结合了多PR控制器使用和混合调制下的电流滞环控制策略的DC/AC单相并网逆变器的仿真波形，其
中，显示了并网电流Ig很好地跟踪了电流滞环参考值Ihys_ref，并且与电网电压Vg同相。零交
叉点和ZCS‑ZVS换向(或单极性和双极性调制)的过渡是平稳且稳定的。

[0136] 图5为本发明实施例中单相并网逆变器输出侧第一电感电流IL1谐波分析图；如图5所示，表明通过使用多PR控制器和混合调制下的电流滞环控制策略，低频谐波(180Hz，
300Hz等)得到了极大的缓解。由于滞环控制，谐波频谱分布在一系列频率上，如图5所示，这
在设计输出滤波器时带来了挑战。但是同时，它具有潜在的优势，可以分散传导噪声频带分
布，容易满足EMI指标。

[0137] 图6a为本发明实施例中有功功率跟踪特性仿真结果示意图；图6b为本发明实施例中无功功率跟踪特性仿真结果示意图。图6a和图6b显示了功率跟踪性能。在如上所示的仿
真情况下，有功功率和无功功率的参考值同时在0.4s和0.8s时发生阶跃变化。如图6a和图
6b的仿真结果所示，系统在阶跃变化下保持稳定，并且系统的输出功率在不到0.2s的时间
内很好地跟踪了给定参考值。结果表明系统可以独立控制有功和无功，具有灵活可调的功
率因数，并且功率流可以是双向的。

[0138] 以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明
的保护范围，凡在本发明的技术方案的基础之上，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应
包括在本发明的保护范围之内。