一种多模式脉宽调制的切换方法

摘要

本发明公开了一种多模式脉宽调制的切换方法，包括以下步骤：获得不同调制模式的开关序列和在不同开关角个数N时的开关序列；获得切换前开关序列P(m,N1)和切换后开关序列P(m,N2)；获得调制模式切换导致的定子磁链误差；获得两相静止坐标系下磁链误差dψα和dψβ；获得各相开关时刻补偿时间；对切换后的开关序列进行修正，获得新开关序列；根据修正后的开关序列产生PWM脉冲，驱动逆变器，进而驱动电机。根据本发明提供的多模式脉宽调制的切换方法，具有不依赖于具体的调制方式和电机参数、可实现任意时刻切换、提高了定子磁链误差消除的快速性和准确性等诸多优点。

权利要求

1.一种多模式脉宽调制的切换方法，包括以下步骤：S1、获得不同调制模式的开关序列和在不同开关角个数N时的开关序列；

S2、获得切换前开关序列P(m,N1)和切换后开关序列P(m,N2)；

S3、获得调制模式切换导致的定子磁链误差；

S4、获得两相静止坐标系下磁链误差dψα和dψβ；

S5、获得各相开关时刻补偿时间；

S6、对切换后的开关序列进行修正，获得新开关序列；

S7、根据修正后的开关序列产生PWM脉冲，驱动逆变器，进而驱动电机；

在步骤S3中，依据切换前开关序列P(m,N1)、切换后开关序列P(m,N2)与切换瞬间的电机定子基波频率ω，重构切换前稳态定子电压 和切换后稳态定子电压 通过对重构的稳态定子电压 进行积分计算，获得切换瞬间实际定子磁链轨迹 和期望定子磁链轨迹

在步骤S4中，对三相静止坐标系下的定子磁链误差进行坐标变换，使其变换到α‑β两相静止坐标系，计算得到α、β轴磁链误差dψα和dψβ；

在步骤S5中，依据各相开关时刻调整对α、β轴磁链的影响，建立磁链误差修正原则，计算开关时刻补偿时间；

所述磁链误差修正原则包括三种，分别为：原则1：当磁链误差只存在α轴分量dψα(t)时，各相开关时刻补偿时间如下所示：原则2：当α轴磁链误差分量dψα(t)与β轴磁链误差分量dψβ(t)正负相同时，各相开关时刻补偿大小如下所示：

原则3：当α轴磁链误差分量dψα(t)与β轴磁链误差分量dψβ(t)正负相异时，各相开关时刻补偿时间如下所示：

其中，Udc表示母线电压，sa、sb、sc分别表示逆变器A、B、C三相输出电压电平变化，若输出电平从低电平跳变到高电平，则s＝1；若输出电平从高电平跳变到低电平，则s＝‑1；一个采样周期内如果没有电平变化则s＝0。

2.根据权利要求1所述的多模式脉宽调制的切换方法，其特征在于，切换瞬间实际定子磁链轨迹 如下所示：其中，t1为开始调用开关序列P(m,N1)的时刻，切换前稳态定子电压 为P(m,N1)对应的PWM输出稳态定子电压，ψss(t1)为t1时刻定子磁链初始值。

3.根据权利要求2所述的多模式脉宽调制的切换方法，其特征在于，当t2时刻工况变化，定子磁链矢量表达式如下所示：其中，切换后稳态定子电压 为P(m,N2)对应的PWM输出稳态定子电压， 为在t＝t2的磁链幅值。

4.根据权利要求3所述的多模式脉宽调制的切换方法，其特征在于，期望定子磁链轨迹 可通过下式表达：(2)

其中， 为ψss (t)在t＝t2的磁链幅值，定子磁链误差：

5.根据权利要求1所述的多模式脉宽调制的切换方法，其特征在于，当切换过程所处的采样周期并不存在开关角时，根据各相开关角补偿时间对该采样周期各相占空比进行更改，更改占空比幅度如式(十三)所示：其中，Δda表示A相占空比修改大小、Δdb表示B相占空比修改大小、Δdc表示B相占空比修改大小、Ts表示采样周期。

说明书

一种多模式脉宽调制的切换方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种多模式脉宽调制的切换方法，具体涉及一种应用在大功率牵引传动系统中多模式脉宽调制的切换方法，属于电机控制领域。

背景技术

[0002] 牵引传动系统具有高电压、大功率、大电流的特点，其开关频率受散热系统的限制，机车牵引变流器的开关频率只有几百赫兹。

[0003] 相比于普通逆变器，机车牵引系统较低的开关频率对逆变器的调制算法提出了更高的要求，具体表现为以下两点：第一，在运行过程中速度范围较宽，这将导致载波比大幅
度变化，因此需要采用多种不同的调制策略以满足不同运行速度的要求；第二，需要实现不
同的调制方式之间或者相同调制方式不同载波比之间的平滑切换，保证牵引系统的平稳运
行。

[0004] 对于低载波比情况下的调制方式，国内外学者已经进行了大量的研究，提出了多种在低载波比情况下的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)理论及其实现的方
法，并且在此基础上对其进行了优化。包括同步SVPWM、SHEPWM (Selected Harmonic 
Elimination PWM，SHEPWM)和 CHMPWM(Current Harmonic Minimum PWM,CHMPWM)等，每种
调制方法都有其优缺点。在实际应用中，为了确保系统的稳定运行，有必要通过合理的切换
策略保证系统在不同调制模式间平滑过渡。

[0005] 在牵引传动系统中，对电机而言，因转子时间常数的关系，转子可以认为是一个理想的波形，电机产生的转矩脉动和电流冲击将主要取决于定子磁链的幅值和相角变化。在
调制模式切换过程中，若能保证调制模式切换前后的定子电流定子磁链连续，即可以实现
切换过程中电机转矩的平稳输出。

[0006] 目前所应用较广的切换方法主要为三相独立切换和三相同步切换。三相独立切换通过对电流暂态响应方程分析，选择在谐波电流暂态响为零的点进行切换，但是该方法使
用的谐波电流暂态响应分析过程较为繁琐，不同切换过程谐波电流暂态响应不同，通用性
不强，且在电平跳变较为分散时，独立切换极易引起脉冲紊乱，导致系统过流，实际应用意
义不足。

[0007] 三相同步切换方法通过对不同切换点的电流特性或是定子磁链特性进行分析对比，选择最优切换点，其中，对于电流特性的分析是基于不同切换点的电流谐波特性，考虑
谐波电流的影响，选择最优的切换点，但是电流谐波分析相对困难，且在不同调制模式下差
别巨大，通用性不强；对于定子磁链特性的分析是基于不同切换点的定子磁链特性，通过分
析谐波磁链幅值和谐波磁链幅值偏差来判断不同切换点前后的定子磁链是否连续，选择最
优切换点，该方法只能根据已有的切换点进行最优选择，并未对切换导致的偏差进行相应
处理，且需要等待最优切换点才能进行切换，系统快速性不足。

[0008] 目前已有的切换策方法只能在已有的切换点中进行选择，必须等待最优切换点到来才能进行切换，并且即使是最优切换点，由于调制模式之间优化磁链轨迹之间的存在固
定偏差，仍会造成一定的磁链偏差，使得切换过程产生电流冲击和转矩脉动，具有一定的局
限性。

[0009] 因此有必要设计一种通用性较强，不需等待最优切换点，且能够直接对切换导致的定子磁链误差进行消除，使得不同调制模式之间快速且平滑过渡的切换方式。

发明内容

[0010] 为了克服上述问题，本发明人进行了锐意研究，提出了一种多模式脉宽调制的切换方法，包括以下步骤：

[0011] S1、获得不同调制模式的开关序列和在不同开关角个数N 时的开关序列；

[0012] S2、获得切换前开关序列P(m,N1)和切换后开关序列 P(m,N2)；

[0013] S3、获得调制模式切换导致的定子磁链误差；

[0014] S4、获得两相静止坐标系下磁链误差dψα和dψβ；

[0015] S5、获得各相开关时刻补偿时间；

[0016] S6、对切换后的开关序列进行修正，获得新开关序列；

[0017] S7、根据修正后的开关序列产生PWM脉冲，驱动逆变器，进而驱动电机。

[0018] 根据本发明，在步骤S3中，依据切换前开关序列P(m,N1)、切换后开关序列P(m,N2)与切换瞬间的电机定子基波频率ω，重构切换前稳态定子电压 和切换后稳态定子电压
通过对重构的稳态定子电压 进行积分计算，获得切换瞬间实际定子磁链
轨迹 和期望定子磁链轨迹

[0019] 进一步地，切换瞬间实际定子磁链轨迹 如下所示：

[0020]

[0021] 其中，t1为开始调用开关序列P(m,N1)的时刻，切换前稳态定子电压 为P(m,N1)对应的PWM输出稳态定子电压，ψss(t1)为 t1时刻定子磁链初始值。

[0022] 更进一步地，当t2时刻工况变化，定子磁链矢量表达式如下所示：

[0023]

[0024] 其中，切换后稳态定子电压 为P(m,N2)对应的PWM输出稳态定子电压，为 在t＝t2的磁链幅值。

[0025] 优选地，期望定子磁链轨迹 可通过下式表达：

[0026](2)

[0027] 其中， 为ψss (t)在t＝t2的磁链幅值，

[0028] 定子磁链误差：

[0029]

[0030] 根据本发明，在步骤S4中，对三相静止坐标系下的定子磁链误差进行坐标变换，使其变换到α‑β两相静止坐标系，计算得到α、β轴磁链误差dψα和dψβ。

[0031] 在步骤S5中，依据各相开关时刻调整对α、β轴磁链的影响，建立磁链误差修正原则，计算开关时刻补偿时间。

[0032] 优选地，所述磁链误差修正原则包括三种，分别为：

[0033] 原则1：当磁链误差只存在α轴分量dψα(t)时，各相开关时刻补偿时间如下所示：

[0034]

[0035] 原则2：当磁链误差当α轴磁链误差分量dψα(t)与β轴磁链误差分量dψβ(t)正负相同时，各相开关时刻补偿大小如下所示：

[0036]

[0037] 原则3：当α轴磁链误差分量dψα(t)与β轴磁链误差分量 dψβ(t)正负相异时，各相开关时刻补偿时间如下所示：

[0038]

[0039] 其中，Udc表示母线电压，sa、sb、sc分别表示逆变器A、B、 C三相输出电压电平变化，若输出电平从低电平跳变到高电平，则s＝1；若输出电平从高电平跳变到低电平，则s＝‑1；
一个采样周期内如果没有电平变化则s＝0。

[0040] 在一个优选的实施方式中，当切换过程所处的采样周期并不存在开关角时，根据各相开关角补偿时间对该采样周期各相占空比进行更改，更改占空比幅度如式(十三)所
示：

[0041]

[0042] 其中，Δda表示A相占空比修改大小、Δdb表示B相占空比修改大小、Δdc表示B相占空比修改大小、Ts表示采样周期。

[0043] 本发明所具有的有益效果为：

[0044] (1)本发明提供的多模式脉宽调制的切换方法，不需要对切换点进行选择和判断，直接对调制模式切换引起的动态磁链突变进行校正，从而可实现任意时刻切换，且不依赖
于具体的调制方式和电机参数，可应用于所有优化调制模式，为大功率牵引传统系统的调
制模式切换过程提供了通用性较强且性能较好的处理策略，使得牵引系统能够更加快速和
稳定的从低速过渡到高速运行状态；

[0045] (2)本发明提供的多模式脉宽调制的切换方法，通过对实际作用在逆变器上的电压波形进行重构与积分处理，直接对切换前后实际磁链轨迹进行计算，解决了观测磁链与
实际磁链之间存在偏差的问题，提高了定子磁链误差计算的准确性；

[0046] (3)本发明提供的多模式脉宽调制的切换方法，使用基于开关角修正的定子磁链误差补偿方法，可实现在较少采样周期内对动态定子磁链误差进行完全的消除，进而实现
了多模式脉宽调制策略在任意时刻切换，解决了目前广泛使用的基于最优切换点选择切换
策略的响应速度较慢问题，且可对最优切换点的切换性能进行进一步优化；

[0047] (4)本发明提供的多模式脉宽调制的切换方法，对磁链进行补偿的三相同步切换方式。通过对切换后的定子磁链进行补偿，减小因调制模式切换导致的电流冲击和转矩脉
动，并有效解决了多模式调制模式三相同步切换必须等待最优切换点的局限性。

附图说明

[0048] 图1示出本发明一种优选实施方式的多模式脉宽调制的切换方法示意图；

[0049] 图2示出本发明一种优选实施方式的多模式调制电压波形示意图；

[0050] 图3示出本发明一种优选实施方式的9分频SHEPWM开关角求解结果示意图；

[0051] 图4示出本发明一种优选实施方式的工况切换暂态磁链误差示意图；

[0052] 图5示出本发明一种优选实施方式的不同电平情况开关角修正示意图；

[0053] 图6示出本发明一种优选实施方式的误差修正策略示意图；

[0054] 图7示出本发明实施例1和对比例1中未施加磁链补偿时5脉冲SHEPWM切换3脉冲SHEPWM磁链轨迹示意图；

[0055] 图8示出本发明实施例1中施加磁链补偿后5脉冲SHEPWM 切换3脉冲SHEPWM磁链轨迹示意图；

[0056] 图9示出本发明对比例1中未施加补偿时5脉冲SHEPWM切换3脉冲SHEPWM电机线电压、定子电流及输出转矩的仿真波形；

[0057] 图10示出本发明实施例1中施加补偿5脉冲SHEPWM切换3 脉冲SHEPWM电机线电压、定子电流及输出转矩的仿真波形。

具体实施方式

[0058] 下面通过附图和优选实施方式对本发明进一步详细说明。通过这些说明，本发明的特点和优点将变得更为清楚明确。

[0059] 本发明提供一种多模式脉宽调制的切换方法，如图1所示，包括以下步骤：

[0060] S1、获得不同调制模式的开关序列和在不同开关角个数N 时的开关序列；

[0061] S2、获得切换前开关序列P(m,N1)和切换后开关序列 P(m,N2)；

[0062] S3、获得调制模式切换导致的定子磁链误差；

[0063] S4、获得两相静止坐标系下磁链误差dψα和dψβ；

[0064] S5、获得各相开关时刻补偿时间；

[0065] S6、对切换后的开关序列进行修正，获得新开关序列；

[0066] S7、根据修正后的开关序列产生PWM脉冲，驱动逆变器，进而驱动电机。

[0067] 在步骤S1中，所述调制模式产生电压波形具备半波对称和四分之一对称的特点，其典型波形如图2所示，以SHEPWM调制模式为例，当N＝4时开关序列随调制度分布图如图3
所示，

[0068] 所述不同调制模式的开关序列通过求解不同调制模式对应的电压谐波非线性方程获得；

[0069] 所述在不同开关角个数N时的开关序列通过求解不同次数相电压方程获得；

[0070] 具体求解的过程可采用任意一种已知的方法，在本发明中不再赘述。

[0071] 进一步地，将获得的不同调制模式的开关序列和在不同开关角个数N时的开关序列以表格的形式存储，以便在后续生成 PWM脉冲时进行调用。

[0072] 在步骤S2中，所述切换前开关序列P(m,N1)和切换后开关序列P(m,N2)依据步骤S1获得的开关序列、切换瞬间调制度m、切换前开关角个数N1和切换后开关角个数N2获得，具体
计算方式可采用任意一种已知的方法，在本发明中不再赘述。

[0073] 在步骤S3中，依据切换前开关序列P(m,N1)、切换后开关序列P(m,N2)与切换瞬间的电机定子基波频率ω，重构切换前稳态定子电压 和切换后稳态定子电压 进一步
的，通过对重构的稳态定子电压 进行积分计算，即可获得切换瞬间实际定子磁
链轨迹 和期望定子磁链轨迹 对 做差即可获得定子磁链误差大小。

[0074] 具体地，稳态电压 是依据切换前开关序列P(m,N1)、切换后开关序列P(m,N2)和电机定子基波频率ω进行PWM脉冲电压重构得到， 是通过对稳态电压
进行积分获得的：

[0075] 切换瞬间实际定子磁链轨迹 如下所示：

[0076]

[0077] 其中，t1为开始调用开关序列P(m,N1)的时刻，切换前稳态定子电压 为P(m,N1)对应的PWM输出稳态定子电压，ψss(t1)为 t1时刻定子磁链初始值。

[0078] 当t2时刻工况变化，定子磁链矢量表达式如下所示：

[0079]

[0080] 其中，切换后稳态定子电压 为P(m,N2)对应的PWM输出稳态定子电压，为 在t＝t2的磁链幅值。

[0081] 期望定子磁链轨迹 可通过下式表达：

[0082]

[0083] 其中， 为ψss(2)(t)在t＝t2的磁链幅值。

[0084] 由于 所以t＝t2时刻实际磁链 并不在优化磁链轨迹(2)
ψss (t)上，因此会产生动态调制误差。以5分频 SHEPWM切换至3分频SHEPWM为例，两者磁链
误差示意图如图4所示，图中虚线为5分频SHEPWM开关序列P(m,N1)对应的优化磁链轨迹，实
线为3分频SHEPWM开关序列P(m,N2)对应的优化磁链轨迹，其中O点为磁链轨迹的中心，A点
为 的值， B点为 两者存在明显偏差。因此可通过求取切换时刻 t＝t2时
实际磁链与稳态优化磁链 之间的差值得出定子磁链误差，求取表达式如下所示：

[0085]

[0086] 定子磁链误差以表格的形式存储，以便根据调制度m以及基波相位实时调用。

[0087] 传统的策略是将磁链观测器输出观测磁链轨迹作为切换前电机定子磁链，并将其与期望定子磁链做差求取切换过程的动态定子磁链误差，然而观测器输出定子磁链仅为基
波磁链，实际磁链却包含多种谐波磁链，观测磁链与实际磁链存在较大偏差。在本发明中，
切换瞬间实际定子磁链轨迹 是通过实际作用在逆变器上的PWM脉冲求解而得出，充分
考虑谐波磁链，求解结果相较于由观测器得出的结果更为接近实际定子磁链。因此，本发明
中动态定子磁链误差的计算方法，相较于现有的通过观测磁链与目标磁链做差的定子磁链
误差计算策略，更加符合实际切换过程，误差计算结果更精确。

[0088] 在步骤S4中，对三相静止坐标系下的定子磁链误差进行坐标变换，使其变换到两相静止坐标系(α‑β坐标系)，计算得到α、β轴磁链误差dψα和dψβ，并计算三相电压序列调整量
Δtai、Δtbi、Δtci对α、β轴磁链的影响。

[0089] 具体地，开关序列调节过程及其物理量定义如图5所示。根据磁链轨迹方程可知，延长高电平持续时间能够增大磁链，减小高电平持续时间则会减小磁链，低电平情况修正
原理与此类似，则可得出开关时刻修正原则，如下式所示:

[0090]

[0091] 其中，Δt表示一个开关时刻的时间调节量：Δt＞0表示开关时刻提前，Δt＜0表示开关时刻延迟；s表示逆变器三相输出电压电平变化，sa、sb、sc分别对A、B、C三相，若输出
电平从低电平跳变到高电平，则s＝1；若输出电平从高电平跳变到低电平，则s＝‑1；一个采
样周期内如果没有电平变化则s＝0；若一个采样周期内有多个电平变化则用下角标i区分。

[0092] 依据两电平逆变器的规律，逆变器输出相电压与桥臂的开关状态关系如下式所示：

[0093]

[0094] 其中，Uan、Ubn、Ucn为A、B、C相电压，Udc表示母线电压， S表示逆变器三相桥臂的开关状态：SA、SB、SC分别对应A、B、 C三相，若上桥臂导通，则S＝1，若下桥臂导通，则S＝0。

[0095] 由于单相开关时刻的变化不仅会改变该相的相电压波形，还会对另外两相电压造成影响，为了解决三项静止坐标系下磁链误差消除存在的耦合问题，将动态磁链误差的消
除问题在α‑β两相静止坐标系中进行讨论，对相电压进行坐标变换，可得两相静止坐标系下
相电压与桥臂开关状态的关系式如式下所示：

[0096]

[0097] 其中，Uα、Uβ为α、β轴电压。

[0098] 由式(七)可得出三相开关时刻改变对α、β轴电压造成的影响，A相开关时刻的变化只对α轴电压造成影响，B相对α、β轴电压造成的改变量正好相异，C相对α、β轴电压造成的改
变量正好相同，则两相静止坐标系下定子磁链表达式如下所示：

[0099] ψs＝ψα+jψβ(八)

[0100] 其中，ψs表示定子磁链矢量，j表示虚部。

[0101] 一个采样周期内，三相电压序列上第i个开关时刻的时间调整量Δtai、Δtbi、Δtci对动态定子磁链误差的改变量：

[0102]

[0103] 综合依据式(七)至式(九)，根据ABC三相开关序列对α、β轴电压的影响特性，A相完全只对α轴磁链造成影响，因此先对B、C相开关时刻进行调整，实现对β轴磁链误差实现完全
消除，然后再通过调整A相开关时刻，对α轴磁链误差和B、C相开关序列调整所造成的耦合磁
链误差进行统一消除，从而实现对磁链进行完全消除，从而获得两相静止坐标系下磁链误
差 dψα和dψβ。

[0104] 在步骤S5中，依据各相开关时刻调整对α、β轴磁链的影响，建立磁链误差修正原则，计算开关时刻补偿时间。

[0105] 所述磁链误差修正原则包括三种，误差调整过程如图6所示：

[0106] 原则1：如图6中dψ(t)(1)所示，当磁链误差只存在α轴分量 dψα(t)时，则只需通过调整A相开关序列来消除。

[0107] 各相开关时刻补偿时间如下所示：

[0108]

[0109] 原则2：如图6中dψ(t)(2)所示，当磁链误差当α轴磁链误差分量dψα(t)与β轴磁链误差分量dψβ(t)正负相同时，同时调整C 相和A相开关序列来消除dψα(t)和dψβ(t)。

[0110] 各相开关时刻补偿大小如下所示：

[0111]

[0112] 原则3：如图6中dψ(t)(3)所示，当α轴磁链误差分量dψα(t)与β轴磁链误差分量dψβ(t)正负相异时，同时调整B相和A相开关序列来消除dψα(t)和dψβ(t)。

[0113] 各相开关时刻补偿时间如下所示：

[0114]

[0115] 式(十)至式(十二)均为切换瞬间采样周期需要修正相存在电平的情况，优选地，当切换过程所处的采样周期并不存在开关角时，根据式(十)至式(十二)所得各相开关角补
偿时间，对该采样周期各相占空比进行更改，由于该采样周期不具备电平跳变，则该采样周
期占空比为1或0，更改占空比幅度如式(十三)所示：

[0116]

[0117] 其中，Δda表示A相占空比修改大小、Δdb表示B相占空比修改大小、Δdc表示B相占空比修改大小、Ts表示采样周期。

[0118] 在本发明中，不需要对切换点进行选择和判断，直接对调制模式切换引起的动态磁链突变进行补偿，从而可实现任意时刻切换，且不依赖于具体的调制方式和电机参数，可
应用于所有优化调制模式。

[0119] 在步骤S6中，根据步骤S5中获得的开关时刻补偿时间Δta、Δtb、Δtc更新原始开关序列，得到新的切换后的开关序列 P(m,N2)new。

[0120] 本发明中，针对两相静止坐标系(α‑β坐标系)中的定子磁链误差，使用开关角修正的方法对定子磁链误差进行消除。相较于现有的在三相静止坐标系中调整开关序列，可实
现在尽可能少的采样周期内对动态定子磁链误差进行完全的消除，解决了现有定子磁链误
差消除过程中，三相之间相互耦合导致的定子磁链误差无法完全消除的问题，提高了定子
磁链误差消除的快速性和准确性。

[0121] 在步骤S7中，依据电压基波相位 频率ω和修正后的开关序列P(m,N2)new产生PWM脉冲，驱动逆变器，进而驱动电机。

[0122] 实施例

[0123] 实施例1

[0124] 在5分频SHEPWM切换至3分频SHEPWM过程中，如图7所示，其中点画线为切换时刻5分频SHEPWM开关序列对应的优化磁链轨迹，虚线为切换时刻3分频SHEPWM开关序列对应的
优化磁链轨迹，通过对切换前后的开关序列进行电压波形重构，从而得出切换前后的优化
磁链轨迹。

[0125] 具体地，切换瞬间实际定子磁链轨迹 如下所示：

[0126]

[0127] 工况变化后，定子磁链矢量表达式如下所示：

[0128]

[0129] 期望定子磁链轨迹 可通过下式表达：

[0130]

[0131] 对切换前后磁链轨迹误差进行补偿，通过下式：

[0132]

[0133] 可获得α轴磁链误差分量dψα(t)为0.1417Wb，β轴磁链误差分量dψβ(t)为‑0.011Wb,两者符号相异，因此同时调整B相和A相开关时刻来消除dψα(t)和dψβ(t)。

[0134] 依据各相开关时刻调整对α、β轴磁链的影响，建立磁链误差修正原则，根据原则3，当α轴磁链误差分量dψα(t)与β轴磁链误差分量dψβ(t)正负相异时，同时调整B相和A相开关
序列来消除dψα(t)和dψβ(t)，则各相开关时刻补偿时间如下所示：

[0135]

[0136] 其中Udc为540V，切换后A相开关序列和B相开关序列均为从由高电平跳变至低电平(s＝1)，因此可计算出具体开关时刻修正大小为Δta为‑0.00038s，而Δtb为0.000035s，依
据补偿大小对更新开关序列，并生成PWM脉冲控制逆变器。

[0137] 对定子磁链施加补偿，实施切换后一个基波周期的磁链轨迹如图8中实线所示，切换完成后实际磁链轨迹与优化磁链轨迹之间基本不存在偏差，磁链轨迹中心基本无偏移。
如图10中线电压、定子电流和转矩波形所示，电流冲击与转矩波动均较小，施加磁链补偿的
切换方式，实现了不同调制模式之间的平滑过渡。

[0138] 对比例1

[0139] 在5分频SHEPWM切换至3分频SHEPWM过程中，在基波相位为155°时进行切换，未根据磁链误差实施补偿时，其切换后一个基波周期的磁链轨迹如图7中所示，其中点画线为切
换前5 分频SHEPWM开关序列对应的优化磁链轨迹1，虚线为切换后3 分频SHEPWM开关序列
对应的优化磁链轨迹2，实线为切换后一个基波周期的实际磁链轨迹。图中切换点A位于优
化磁链轨迹1上，优化磁链轨迹2中与A点基波相位相同的点为点B，两者存在明显的磁链误
差；且切换后实际磁链轨迹与优化磁链轨迹之间存在较大偏差，磁链轨迹中心偏移较为严
重。

[0140] 图9为未根据磁链误差实施补偿时，电机的线电压、定子电流和转矩波形，电流波形出现较为明显的脉冲，转矩波形出现明显的冲击，磁链轨迹的偏差导致电机出现较大的
电流冲击和转矩脉动。

[0141] 以上结合优选实施方式和范例性实例对本发明进行了详细说明。不过需要声明的是，这些具体实施方式仅是对本发明的阐述性解释，并不对本发明的保护范围构成任何限
制。在不超出本发明精神和保护范围的情况下，可以对本发明技术内容及其实施方式进行
各种改进、等价替换或修饰，这些均落入本发明的保护范围内。本发明的保护范围以所附权
利要求为准。