本发明公开了一种水声通信时变定时偏移迭代估计和补偿方法及装置。本发明通过迭代的方式生成本地同步信号，使其在到达时间和时变多普勒效应上，逐步与接收到的波形接近或达到一致。在迭代中，每次获得多个同步信号的定时偏移估计之后，通过样条插值法恢复出连续时间的定时偏移估计，进而对单载波调制符号进行定时补偿，获得符号速率采样率的接收波形之后，进行最小二乘信道估计及频域均衡器。本发明仅从重复出现的同步信号中恢复定时偏移，不需要借助符号判决反馈的信息，不需要逐符号更新均衡器系数，相对传统方法整体系统的计算复杂度更低。本发明的误符号率性能优于传统的平均多普勒补偿和自适应均衡器。
1.一种水声通信时变定时偏移迭代估计及补偿方法，其特征在于，在发送端，发送的数据包包括多个帧，每个帧含同步信号和符号段，同步信号采用线性调频信号，同步信号和符号段之间有空白段，符号段包括训练符号、信息符号和尾部空白段，发射信号的波形为同步信号和符号调制波形叠加后信号的实部；
在接收端，接收数据包并进行处理，包括：S1：正交混频及抽取的步骤：
对接收到的数据包，依次进行带通采样和正交混频，然后进行低通滤波及抽取处理，获得以基带采样频率为间隔的复基带形式的接收波形，设定定时偏移量估计值和迭代次数q的初值，定时偏移量估计值的初值为0，迭代次数的初始值为q＝1；
S2：求同步信号的残留整数倍采样点偏移量的步骤：在第q次迭代时，其中1≤q≤Q，Q是最大迭代次数，Q≥2，首先根据上次迭代获得的定时偏移量估计值，重新生成每个同步信号的复基带波形，然后分别针对每个同步信号求其与接收波形的相关函数，根据最大值的位置获得整数倍采样点的偏移量；
S3：求同步信号的残留分数倍采样点偏移量的步骤：根据获得的整数倍采样点的偏移量、及对应的最大值位置和其前后位置的相关函数幅值，进行抛物线插值，获得顶点处的分数倍偏移量，将上一次迭代的定时偏移量估计值及本次获得的整数倍、分数倍定时偏移量进行合并，获得各帧头处的定时偏移量；
S4：根据多个同步信号定时偏移量估计值进行样条插值的步骤：将帧头处的定时偏移量估计值作为样条插值的控制点约束，根据样条函数的控制点约束及在节点处的导数连续性求解，得到各采样点处的定时偏移量；
然后，判断迭代次数是否达到最大迭代次数Q，若是，开始从S5步之后顺序执行，否则，迭代次数q增加1，然后跳转到S2步开始顺序重复处理；
通过Q次迭代获得各采样点处的定时偏移量，即接收波形相对于发射信号波形的逐采样点偏移，在接收波形补偿中，对这一时间变化过程求逆，进而获得用于重采样的定时偏移量，重采样的定时偏移量通过线性插值求逆函数的方式得到，然后对接收波形进行重采样，消除运动造成的影响。
2.一种如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述符号段的调制符号采用四相移键控QPSK方式。
3.一种水声通信符号均衡方法，其特征在于，基于如权利要求1或2所述的时变定时偏移迭代估计及补偿方法，在接收端进行步骤：S6，最小二乘信道估计及频率域迫零均衡的步骤：根据已知的训练符号和定时偏移补偿后的接收波形，获得信道冲激响应的最小二乘估计，然后利用频率域处理的迫零均衡算法，先对接收到的信息符号序列和信道冲激响应序列进行傅立叶正变换，将二者在频域逐元素相除，再将结果进行傅立叶反变换，从而获得每帧的信息符号估计值。
4.一种水声通信时变定时偏移迭代估计及补偿装置，基于权利要求1或2所述的方法，其特征在于包括：
正交混频及抽取模块，对接收到的数据包，依次进行带通采样和正交混频，然后进行低通滤波及抽取处理，获得以基带采样频率为间隔的复基带形式的接收波形；
迭代控制模块，设定定时偏移量估计值的初始值为0以及迭代次数的初始值为q＝1，每次迭代后判断迭代次数q是否达到达到最大迭代次数Q，若是，结束迭代，否则，迭代次数q增加1，然后控制同步信号的残留整数倍采样点偏移量求解模块、同步信号的残留分数倍采样点偏移量求解模块和样条插值模块进行计算，其中1≤q≤Q，Q是最大迭代次数，Q≥2；
同步信号的残留整数倍采样点偏移量计算模块，在第q次迭代时，首先，根据上次迭代获得的定时偏移量估计值，重新生成每个同步信号的复基带波形，然后分别针对每个同步信号求其与接收波形的相关函数，根据最大值的位置获得整数倍采样点的偏移量；
同步信号的残留分数倍采样点偏移量计算模块，在第q次迭代时，根据获得的整数倍采样点的偏移量、及对应的最大值位置和其前后位置的相关函数幅值，进行抛物线插值，获得顶点处的分数倍偏移量，将上一次迭代的定时偏移量估计值及本次获得的整数倍、分数倍定时偏移量进行合并，获得各帧头处的定时偏移量；
样条插值模块，在第q次迭代时，将帧头处的定时偏移量估计值作为样条插值的控制点约束，根据样条函数的控制点约束及在节点处的导数连续性求解，得到各采样点处的定时偏移量；
逆定时偏移量的求取及定时补偿模块，通过Q次迭代获得各采样点处的定时偏移量，即接收波形相对于发射信号波形的逐采样点偏移，在接收波形补偿中，对这一时间变化过程求逆，进而获得用于重采样的定时偏移量，重采样的定时偏移量通过线性插值求逆函数的方式得到，然后对接收波形进行重采样，消除运动造成的影响。
5.一种水声通信接收装置，其特征在于包括定时偏移估计模块、最小二乘信道估计及频率域迫零均衡模块；其中
定时偏移估计模块，采用如权利要求4所述水声通信时变定时偏移迭代估计及补偿装置；
最小二乘信道估计及频率域迫零均衡模块，根据已知的训练符号和定时偏移补偿后的接收波形，获得信道冲激响应的最小二乘估计，然后利用频率域处理的迫零均衡算法，先对接收到的信息符号序列和信道冲激响应序列进行傅立叶正变换，将二者在频域逐元素相除，再将结果进行傅立叶反变换，从而获得每帧的信息符号估计值。
6.一种水声通信系统，其特征在于包括发射装置和接收装置，其中发射装置，发送的数据包包括多个帧，每个帧含同步信号和符号段，同步信号采用线性调频信号LFM，同步信号后有空白段，符号段包括训练符号、信息符号和尾部空白段，发射信号的波形为同步信号和符号调制波形叠加后信号，接收装置，采用如权利要求4所述的时变定时偏移迭代估计及补偿装置。
7.一种水声通信系统，其特征在于包括发射装置和接收装置，其中发射装置，发送的数据包包括多个帧，每个帧含同步信号和符号段，同步信号采用线性调频信号LFM，同步信号后有空白段，符号段包括训练符号、信息符号和尾部空白段，发射信号的波形为同步信号和符号调制波形叠加后信号，接收装置，采用如权利要求5所述的接收装置。
水声通信时变定时偏移迭代估计和补偿方法及装置
技术领域
[0001] 本发明属于水声通信领域，具体地，针对水声通信中对进行运动造成的定时偏移，基于多个线性调频信号估计的方法，公开了水声通信时变定时偏移迭代估计和补偿方法及
装置、基于该方法和装置的符号均衡方法及装置、以及水声通信接收装置和水声通信系统。
背景技术
[0002] 在垂直水声通信信道中，信道对传输信号的影响通常包括两部分，压缩或拉伸变化(定时偏移)及频率选择性。目前的水声通信技术中，常用采取多普勒估计或者多普勒变
化率的平均值估计方法，但不能准确地将定时偏移和频率选择性分离，因而在后续处理中
需对时变的信道冲激响应在时间维度和延迟维度上进行二维跟踪和处理，造成系统结构复
杂、计算量大，且在低信噪比下表现出不稳定。
[0003] 造成定时偏移估计不准确的主要原因如下：(1)传输数据包期间的运动模型不正确，定时偏移主要是由运动引起的，水体表面的起伏带动通信平台往复运动，类似简谐波运
动并带有随机性。因而将多普勒或多普勒变化率进行分段常数估计具有较大的模型误差；
(2)非恒定速度下利用相关函数进行定时偏移估计具有一定的偏差。在匀速运动下，这一偏
差可通过模糊函数求解，但在速度未知或者运动过程较为复杂，如加速度在变化的情况下，
难以进行偏差抵消；(3)离散时间样本造成了峰值搜索的时间精度有限，这一影响在采样率
接近奈奎斯特速率时更为突出。由于存在这些问题，传统的定时偏移估计能以达到期望的
估计效果，造成系统后续处理复杂度较高且性能受限。
发明内容
[0004] 本发明的目的在于实现定时偏移的准确估计，满足后级时不变频域均衡对前级定时估计和补偿的要求，进一步的，实现时不变频域均衡，降低计算复杂度。
[0005] 为实现上述目的，本发明提供了一种水声通信时变定时偏移迭代估计及补偿方法，其中
[0006] 在发送端，发送的数据包包括多个帧，每个帧含同步信号和符号段，同步信号采用线性调频信号，同步信号和符号段之间有空白段，符号段包括训练符号、信息符号和尾部空
白段，发射信号的波形为同步信号和符号调制波形叠加后信号的实部；
[0007] 在接收端，接收数据包并进行处理，包括：
[0008] S1：正交混频及抽取的步骤：
[0009] 对接收到的数据包，依次进行带通采样和正交混频，然后进行低通滤波及抽取处理，获得以基带采样频率为间隔的复基带形式的接收波形，
[0010] 设定定时偏移量估计值和迭代次数q的初值，定时偏移量估计值的初值为0，迭代次数的初始值为q＝1；
[0011] S2：求同步信号的残留整数倍采样点偏移量的步骤：
[0012] 在第q次迭代时，其中1≤q≤Q，Q是最大迭代次数，首先根据上次迭代获得的定时偏移量估计值，重新生成每个同步信号的复基带波形，然后分别针对每个同步信号求其与
接收波形的相关函数，根据最大值的位置获得整数倍采样点的偏移量；
[0013] S3：求同步信号的残留分数倍采样点偏移量的步骤：
[0014] 根据获得的整数倍采样点的偏移量、及对应的最大值位置和其前后位置的相关函数幅值，进行抛物线插值，获得顶点处的分数倍偏移量，将上一次迭代的定时偏移量估计值
及本次获得的整数倍、分数倍定时偏移量进行合并，获得各帧头处的定时偏移量；
[0015] S4：根据多个同步信号定时偏移量估计值进行样条插值的步骤：
[0016] 将帧头处的定时偏移量估计值作为样条插值的控制点约束，根据样条函数的控制点约束及在节点处的导数连续性求解，得到各采样点处的定时偏移量；
[0017] 然后，判断迭代次数是否达到最大迭代次数Q，若是，开始从S5步之后顺序执行，否则，迭代次数q增加1，然后跳转到S2步开始顺序重复处理；
[0018] S5：逆定时偏移量的求取和定时补偿的步骤；
[0019] 通过Q次迭代获得各采样点处的定时偏移量，即接收波形相对于发射信号波形的逐采样点偏移，在接收波形补偿中，对这一时间变化过程求逆，进而获得用于重采样的定时
偏移量，重采样的定时偏移量通过线性插值求逆函数的方式得到，然后对接收波形进行重
采样，消除运动造成的影响；
[0020] 进一步的，所述符号段的调制符号采用四相移键控QPSK方式。
[0021] 本发明还提供了一种水声通信符号均衡方法，基于上述时变定时偏移迭代估计及补偿方法，在接收端进行步骤：
[0022] S6，最小二乘信道估计及频率域迫零均衡的步骤：
[0023] 根据已知的训练符号和定时偏移补偿后的接收波形，获得信道冲激响应的最小二乘估计，然后利用频率域处理的迫零均衡算法，先对接收到的信息符号序列和信道冲激响
应序列进行傅立叶正变换，将二者在频域逐元素相除，再将结果进行傅立叶反变换，从而获
得每帧的信息符号估计值。
[0024] 本发明还提供了一种水声通信时变定时偏移迭代估计及补偿装置，基于权利要求1或2所述的方法，其特征在于包括：
[0025] 正交混频及抽取模块，对接收到的数据包，依次进行带通采样和正交混频，然后进行低通滤波及抽取处理，获得以基带采样频率为间隔的复基带形式的接收波形；
[0026] 迭代控制模块，设定定时偏移量估计值的初始值为0以及迭代次数的初始值为q＝1，每次迭代后判断迭代次数q是否达到达到最大迭代次数Q，若是，结束迭代，否则，迭代次
数q增加1，然后控制同步信号的残留整数倍采样点偏移量求解模块、同步信号的残留分数
倍采样点偏移量求解模块和样条插值模块进行计算，其中1≤q≤Q，Q是最大迭代次数；
[0027] 同步信号的残留整数倍采样点偏移量计算模块，在第q次迭代时，首先，根据上次迭代获得的定时偏移量估计值，重新生成每个同步信号的复基带波形，然后分别针对每个
同步信号求其与接收波形的相关函数，根据最大值的位置获得整数倍采样点的偏移量；
[0028] 同步信号的残留分数倍采样点偏移量计算模块，在第q次迭代时，根据获得的整数倍采样点的偏移量、及对应的最大值位置和其前后位置的相关函数幅值，进行抛物线插值，
获得顶点处的分数倍偏移量，将上一次迭代的定时偏移量估计值及本次获得的整数倍、分
数倍定时偏移量进行合并，获得各帧头处的定时偏移量；
[0029] 样条插值模块，在第q次迭代时，将帧头处的定时偏移量估计值作为样条插值的控制点约束，根据样条函数的控制点约束及在节点处的导数连续性求解，得到各采样点处的
定时偏移量；
[0030] 逆定时偏移量的求取及定时补偿模块，通过Q次迭代获得各采样点处的定时偏移量，即接收波形相对于发射信号波形的逐采样点偏移，在接收波形补偿中，对这一时间变化
过程求逆，进而获得用于重采样的定时偏移量，重采样的定时偏移量通过线性插值求逆函
数的方式得到，然后对接收波形进行重采样，消除运动造成的影响。
[0031] 本发明还提供了一种水声通信接收装置，包括定时偏移估计模块、最小二乘信道估计及频率域迫零均衡模块；其中
[0032] 定时偏移估计模块，采用上述水声通信时变定时偏移迭代估计及补偿装置；
[0033] 最小二乘信道估计及频率域迫零均衡模块，根据已知的训练符号和定时偏移补偿后的接收波形，获得信道冲激响应的最小二乘估计，然后利用频率域处理的迫零均衡算法，
先对接收到的信息符号序列和信道冲激响应序列进行傅立叶正变换，将二者在频域逐元素
相除，再将结果进行傅立叶反变换，从而获得每帧的信息符号估计值。
[0034] 本发明还提供了一种水声通信系统，包括发射装置和接收装置，其中
[0035] 发射装置，发送的数据包包括多个帧，每个帧含同步信号和符号段，同步信号采用线性调频信号LFM，同步信号后有空白段，符号段包括训练符号、信息符号和尾部空白段，发
射信号的波形为同步信号和符号调制波形叠加后信号，
[0036] 接收装置，采用上述时变定时偏移迭代估计及补偿装置。
[0037] 本发明还提供了一种水声通信系统，发射装置和接收装置，其中
[0038] 发射装置，发送的数据包包括多个帧，每个帧含同步信号和符号段，同步信号采用线性调频信号LFM，同步信号后有空白段，符号段包括训练符号、信息符号和尾部空白段，发
射信号的波形为同步信号和符号调制波形叠加后信号，
[0039] 接收装置，采用上述的接收装置。
[0040] 有益效果
[0041] 为了消除估计偏差，本发明通过迭代的方式生成本地同步信号，使其在到达时间和时变多普勒效应上，逐步与接收到的波形接近或达到一致。在迭代中，每次获得多个同步
信号的定时偏移估计之后，通过样条插值法恢复出连续时间的定时偏移估计。在迭代次数
达到之后，对单载波调制符号进行定时补偿，获得符号速率采样率的接收波形之后，进行最
小二乘信道估计及频域均衡器。本发明提出了连续时间情况下的定时偏移估计和补偿方
法、以及单载波水声通信的符号均衡方法，仅从重复出现的同步信号中恢复定时偏移，不需
要逐符号更新均衡器系数，无需借助符号判决反馈的信息，相对传统方法整体系统的计算
复杂度更低。试验结果表明本发明的误符号率性能优于传统的平均多普勒补偿和自适应均
衡器的接收方案。
附图说明
[0042] 图1为本发明中包组成结构示意图。
[0043] 图2为本发明的接收定时及均衡原理框图。
[0044] 图3为海试数据中根据迭代4次之后获得的定时偏移估计获得位移、速度和加速度曲线图。
[0045] 图4为传统方法和本发明方法输出星座图的对比图。
具体实施方式
[0046] 下面结合附图对本发明的具体实施方式进行详细的说明。
[0047] 在下文的描述中，给出了大量具体的细节以便提供对本发明更为彻底的理解。然而，对本领域技术人员而言显而易见的是，本发明可以无需一个或多个这些细节而得以实
施。在其他的例子中，为了避免与本发明发生混淆，对于本领域公知的一些技术特征未进行
描述。
[0048] 本发明中所用到的典型参数及其取值如下所示：
[0049]
[0050] 发送包的组成结构如图1所示，每包中的帧个数为NFrm。每帧含一个同步信号，持续时间为TSync，之后为长度为TGap的空白。在符号段包括NTS个训练符号和NIS个信息符号及空
白。调制符号采用四相移键控(QPSK)的方式。采用线性调频信号(LFM)作为同步信号，表达
式为：
[0051]
[0052] 其中g(t)为定义在[0，TSync]区间上的单位幅值门选通脉冲。一个发送包内有多个同步信号，记为
[0053]
[0054] 一个发送包内的训练符号和信息符号经调制后的波形记为
[0055]
[0056] 其中fC为载波频率，gS(*)为成形脉冲波形；sTS[m]为各帧的第m个训练符号，sIS[m，k]为第k帧的m个信息符号；tTS[m，k]为第k帧的m个训练符号发送时刻，tIS[m，k]为第k帧的m
个信息符号发送时刻，各发送时刻可根据包结构直接获得。最后，发射的波形为同步信号和
符号调制波形叠加的实部，即
[0057]
[0058] 其中Re(*)代表取实部操作。
[0059] 下面结合对本发明中接收机步骤进行详细的说明。
[0060] 步骤1：传统方式的正交混频及抽取
[0061] 对接收到的波形，以带通采样频率TPB为间隔进行采样处理，之后进行正交混频，混频频率为‑fC，之后进行低通滤波及抽取处理，获得基带采样频率TBB为间隔的复基带形式的
接收波形为
[0062]
[0063] 其中， 为t时刻的接收波形带通波形，LPF{*}代表低通滤波(LPF)处理。定时偏移量的初始估计值设定为0，即 取初始迭代次数值为q＝1。
[0064] 步骤2：求同步信号的残留整数倍采样点偏移量
[0065] 在第q次迭代时，其中1≤q≤Q，首先根据上次迭代获得的定时偏移量重新生成第k个同步波形的复基带波形，即
[0066]
[0067] 之后分别对多个同步信号求其与接收波形的相关函数，如下：
[0068]
[0069] 根据最大值的位置获得整数倍采样点的偏移量，记为
[0070]
[0071] 步骤3：求同步信号的残留分数倍采样点偏移量
[0072] 根据整数倍采样点的偏移量及其前后位置的相关函数幅值，即
[0073]
[0074] 进行抛物线插值，获得顶点处的分数倍偏移量为
[0075]
[0076] 将上一次迭代的偏移量及本次获得的整数、分数定时偏移量进行合并，获得各帧头处的定时偏移量：
[0077]
[0078] 步骤4：根据多个同步信号偏移量进行样条插值
[0079] 根据帧头处的定时偏移量作为样条插值的控制点约束，样条插值的阶数记为NDeg，取第l个节点位置tl为
[0080]
[0081] 则以下分段函数构成了所需的样条函数：
[0082] 且有tl≤t＜tl+1，
[0083] 其中 为分段函数的系数，根据样条插值的控制点约束及在节点处的导数连续性求解得到。
[0084] 对于一个数据包中第n个采样点，取值范围为 其对应的样条节点序号记为ln，满足 进而求取出ln。该采样点的定时偏移量通过样条函数获
得，即
[0085]
[0086] 对数据包中所有采样点进行计算，获得数据包内各采样点的定时偏移量。
[0087] 步骤2、3、4顺序执行之后，进行跳转第2步开始顺序重复处理；迭代次数q增加1；在达到最大迭代次数Q之后，开始从第5步之后顺序执行。
[0088] 步骤5：逆定时偏移量的求取，并进行基带上的基于重采样和相位旋转的定时补偿
[0089] 通过Q次迭代获得定时偏移量 即接收波形相对于发射信号的逐采样点偏移，但在接收波形补偿中，需对这一时间变化过程求逆，进而获得用于重采样的
定时偏移量。这里通过线性插值求逆函数的方式得到，所得到的逆定时偏移量为：
[0090]
[0091] 其中等式右端第二项代表对发射端采样时刻序列和接收端采样时刻序列的关系函数 进行线性插值，获得nTBB处的取值。对接收波形进
行重采样过程如下：
[0092]
[0093] 其中，Farrow{}表示Farrow滤波器，Farrow滤波器是一种重采样的滤波器。代表对接收端采样时刻序列和接收波形的关系
函数 进行符号间隔的重采样，各采样点nTSym的偏移量为
代表对这一偏移量进行的相位补偿。通过基于重采样和相位旋转补偿的基带
波形，已经消除运动造成的影响。
[0094] 步骤6：最小二乘信道估计及频率域迫零均衡
[0095] 假设第k帧第n个抽头位置处的信道冲激响应为hk[n]，其作用范围为‑Nh≤n≤Nh，其中Nh为信道冲激响应的单边长度。信道冲激响应的矢量形式记为
[0096] hk＝[hk[‑Nh]，hk[1‑Nh]，…，hk[Nh]]T。
[0097] 根据已知的训练符号和定时偏移补偿后的接收波形，获得信道冲激响应的最小二乘(LS)估计为
[0098]
[0099] 其中，训练符号构成的矩阵记为
[0100]
[0101] 补偿后的接收波形矢量记为
[0102] r′TS，k＝[r′(tTS[Nh，k])，r′(tTS[Nh+2，k])，…，r′(tTS[NTS‑Nh‑1，k]))T。
[0103] 在得到信道冲激响应 之后，利用频率域处理的迫零均衡算法，首先对接收到的信息符号序列和信道冲激响应序列进行傅立叶正变换，将二者在频域逐元素相除，再将结
果进行傅立叶反变换，获得该帧的信息符号估计值，整个均衡过程表示为
[0104]
[0105] 其中NZF是迫零均衡器的时域单边等效长度，取值为NZF＝10Nh，NFFT为傅立叶变换的点数，取值为 代表向上取整操作。
[0106] 传统的接收框架为平均多普勒补偿结合带有相位跟踪的自适应均衡器，对传统均衡器方法中的自适应优化方法、均衡器的稀疏结构及译码均衡器的联合迭代进行了改进，
在蛟龙号载人潜水器和深海勇士号载人潜水器水声通信系统上已经获得很好应用效果，但
仍需要自适应的方式补偿残留的定时误差，计算量大，且对突发噪声较为敏感。
[0107] 使用本发明的方法，样条函数的阶数取值为NDeg＝3，即常用的三阶样条插值(cubic spline)，因而可以拟合后运动曲线对应的加速度为分段线性函数，可以很好的逼
近变加速度的场景，比传统方法中的恒定速度假设有明显的优势，因而为符号速率采样的
时不变频率域均衡的应用提供了良好的定时补偿基础。利用本发明所提的方法处理2011年
7月蛟龙号在5000米水深的试验采集波形。图3为根据4次迭代的定时偏移估计，获得海试数
据中的位移、速度和加速度，竖线代表同步信号的起点位置。通过定时偏移量乘以声速获得
位移，再对其求一阶导数和二阶导数获得速度和加速度。从图中可看出加速度在两个相邻
的同步信号之间有较大的变化，进一步验证了本发明方法的合理性。
[0108] 图4为不同方法均衡后星图对比，分别给出了在蛟龙号海试中使用的基于自适应均衡方法的性能，本发明1次迭代定时后进行频域均衡的性能，及本发明2次迭代定时后进
行频域均衡的性能。可看出传统方法因每符号都需要自适应调整，对噪声较敏感，虽然没有
明显的相位旋转，但星座图的扩散较为严重；本发明方法在1次迭代定时之后，星座图的幅
度分布较为集中，但由于定时估计的误差较大，相位旋转很严重；本发明方法在2次迭代定
时之后，相位旋转现象已经被剔除，由于采用基于信道估计的方法，均衡器受噪声影响较
小，星座点无论是幅度和相位都很集中，性能优势非常明显。通过海试数据充分说明了，采
用高阶样条模型作为定时估计的必要性，并且验证了迭代定时估计的性能，及之后的频域
均衡相对于传统自适应均衡的性能优势。
[0109] 基于相同的发明构思，本发明具体实施方式还提供了水声通信中时变定时偏移迭代估计及补偿装置，基于该装置的水声通信接收装置和水声通信系统。水声通信中时变定
时偏移迭代估计及补偿装置包括正交混频及抽取模块、迭代控制模块、同步信号的残留整
数倍采样点偏移量计算模块、同步信号的残留分数倍采样点偏移量计算模块、样条插值模
块、逆定时偏移量的求取及定时补偿模块。基于该装置的水声通信接收装置，于包括定时偏
移估计模块、最小二乘信道估计及频率域迫零均衡模块。基于上述装置的水声通信系统包
括发射装置和接收装置。这些模块及组成的相应设备完成上述本发明水声通信中时变定时
偏移迭代估计及补偿方法及符号均衡方法的相应功能。
[0110] 尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换
和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。
