基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路

摘要

本发明公开了一种基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路。该电路采用了新型的GaN基HEMT器件，提高电路工作频率至MHz。器件采用了硅衬底，并采用了Q1和Q2双晶体管片上设计，两个晶体管共用一个晶圆，减小体积、降低成本、提升可靠性控制。器件还采用了集成式反向并联二极管结构，提升器件的反向导通特性。电路通过功率电路主变压器中的第三辅助绕组Na，采用正反馈模式的自激驱动腔自动为Q1提供驱动信号，无须控制芯片，Q1的驱动需要通过针对GaN HEMT器件特殊的驱动缓冲电路来保证其可靠驱动。电路进一步采用了集成式的高频电流逐周期检测方案，与自激驱动腔共用一个线圈，省去了电流检测电阻，实现了无损耗电流检测。

权利要求

1.一种基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路，包括：启动电路、功率变换电路、保护电路、稳压二极管Dz1、隔离反馈网络、自激驱动和逐周期电流检测电路、驱动缓冲器、输出整流电路；

所述启动电路由电阻Rsta组成，一端接电源输入正线，另一端接稳压二极管Dz1的阴极；

所述功率变换电路由变压器的绕组Np、主功率管Q1和反馈功能管Q2组成，Q1为增强型GaN HEMT器件，其栅极接稳压二极管Dz1的阴极，源极接稳压二极管Dz1的阳极且接地，绕组Np的同名端接输入正线，异名端接Q1的漏极，Q2为增强型GaN HEMT器件，其漏极接Q1的栅极，栅极接电阻R4，源极接地；

所述保护电路由稳压二极管Dz1组成；

所述隔离反馈网络一端接输出正极，另一端接电阻R6，电阻R6接Q2栅极；

所述输出整流电路由变压器的绕组Ns、二极管D2和极性电容C4组成，绕组Ns的异名端接二极管D2的阳极，绕组Ns的同名端接输出负极，二极管D2的阴极接输出正极，极性电容C4的正极接二极管D2的阴极，负极接输出负极；

所述自激驱动和逐周期电流检测电路包括自激驱动电路以及逐周期电流检测电路，自激驱动电路由辅助绕组Na和电阻R1、隔直电容C1组成，绕组Na的同名端与电阻R1、隔直电容C1串联，隔直电容C1另一端通过驱动缓冲器接Q1的栅极；

逐周期电流检测电路与自激驱动电路共用辅助绕组Na，还包括稳压二极管Dz2、二极管D3、D4、极性电容C2、C3、电阻R2、R3、R4和R5，绕组Na的同名端接二极管D3的阴极，二极管D3的阳极接极性电容C2的负极，极性电容C2的正极接二极管D4的阳极，二极管D4的阴极接极性电容C3的正极，极性电容C3的负极接极性电容C2的负极，构成VCC电压第二级形成环路，极性电容C3的负极接输入回线；

电阻R2与极性电容C2并联，极性电容C2的正极与隔直电容C5、电阻R5串联，电阻R5另一端连Q2的栅极，稳压二极管Dz2与电阻R3串联，电阻R4与稳压二极管Dz2及电阻R3并联，电阻R4及稳压二极管Dz2的一端连到绕组Na的同名端与电阻R1之间，电阻R4及电阻R3的另一端连到电阻R5与Q2的栅极之间。

2.根据权利要求1所述的基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路，其特征在于：Q1和Q2共用一个晶圆。

3.根据权利要求1或2所述的基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路，其特征在于：所述驱动缓冲器包括电阻R101、R102、R103、R104、R105、非门U101A、U101B、隔直电容C101、C102、稳压二极管Dz101、Dz102，C1将驱动信号通过R101、R102分压后传递给非门U101A，电平翻转后，先经过稳压、滤波网络DZ101、R103和C101，然后经过DZ102、R104和C102传递给下一级非门U101B，电平再次翻转后再经过电阻R105传递到Q1的栅极。

4.根据权利要求1或2所述的基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路，其特征在于：所述驱动缓冲器包括电阻R101、R102、R103、R104、R106、非门U101A、U101C、U101D、隔直电容C101、C102、稳压二极管Dz101、Dz102，C1将驱动信号通过R101、R102分压后传递给非门U101A，电平翻转后，先经过稳压、滤波网络DZ101、R103和C101，然后经过DZ102、R104和C102传递给下一级非门U101C、U101D，电平两次翻转后再经过电阻R106传递到Q1的栅极。

5.根据权利要求1或2所述的基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路，其特征在于：所述Q1和Q2采用集成式反向并联二极管结构。

6.根据权利要求1或2所述的基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路，其特征在于：所述极性电容C2的容值为极性电容C3容值的1/10～1/5。

说明书

基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路

技术领域

[0001] 本发明涉及一种基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路。

背景技术

[0002] 随着科技的高速发展和对国家低能耗战略的响应，开关电源市场呈现逐年持续增长的态势，开关电源领域对于效率、尺寸等的要求也越来越高。由于反激式变换器的结构简
单、元器件数量少、可靠性高、成本低，再加上其采用电感储能，往往初级电流大、变压器漏
感大，且其最大占空比通常被限制在0.4以内，大大限制了反激电路的最大功率，因而，在小
于75W的小功率场合，反激式变换器发展成为占市场主导地位。反激式变换器中有一个特殊
的电路形式，即自激式反激变换器，也称作RCC变换器。RCC变换器通过自激振荡工作，频率
不固定，器件的参数及电路的杂散参数对其影响很大，且开关器件工作于准饱和状态，对电
路的可靠性挑战很大。随着集成电路的高速发展，RCC变换器慢慢的被边缘化，通常RCC变换
器仅用于25W甚至15W以下的低成本应用场合，一直以来难以突破。

[0003] 另一方面，器件的发展一直制约着开关电源电路的演变，随着GaN HEMT器件(氮化镓基高电子迁移率晶体管)的出现，开关电源电路出现新的发展突破口。由于GaN/AlGaN材
料的高带隙和大导带差，使得GaN HEMT器件比常规硅基MOS器件能够承担更高的工作高压，
导通损耗小，工作频率高，耐温稳定性好等，特别适合用来提高RCC变换器的工作可靠性，扩
展RCC变换器的功率水平，使RCC电路重新燃起希望。但是，GaN HEMT器件的阈值电压比常规
硅基MOS器件低，仅1.0‑1.5V左右，栅电压耐受也仅7V左右，再加上器件的高频工作特性，器
件工作的dv/dt和di/dt大大增加，因而，器件的驱动需要重新设计。

[0004] 图1为传统技术一：芯片+硅基MOSFET+Flyback电路的电路图。在反激式(Flyback)应用电路中，目前采用芯片来控制的方式占主导地位。该电路中，场效应晶体管(MOSFET)Q1
作为主开关管，Q1的工作占空比由集成控制芯片来控制。控制芯片主要采集通过Q1的逐周
期电流信号(CS)以及由副边输出产生的电压反馈信号(FB)，通过辅助绕组提供VCC供电，输
出驱动信号(DRV)控制Q1的占空比。芯片的控制方式有很多种，产生连续工作方式(CCM)、断
续工作方式(DCM)、准谐振工作方式(QR)和混合式工作方式等等。但是，突出的问题是集成
芯片的成本较高。

[0005] 图2为传统技术二：Si基双极型晶体管+RCC电路图。在10W以下、小电流输出的反激式(Flyback)应用电路中，有很多采用RCC(自激式反激变换器)电路。该电路中，双极型晶体
管(BJT)Q1作为主开关管，Q1的驱动和工作占空比均由外围电路来控制，不需要控制芯片，
大大节约成本。Q1首先通过母线电压经由Rsta限流驱动启动，Q1启动后，流经Q1的电流由于
变压器原边电感Np的作用而线性上升，同时辅助绕组Na通过限流电阻R1和隔直电容C1为Q1
提供持续的驱动。当流经Q1的电流增大到使Rs上的电压触发Q2导通，Q2将Q1的基极驱动信
号拉低，使Q1终止开通，转入关断状态。同时，由副边输出产生的电压反馈信号(FB)也叠加
影响Q2的基极电平，从而影响Q1关断的时序。Q1关断后，辅助绕组Na的电平也发生翻转，通
过C1和R1快速抽离Q1基极电荷，使Q1加速关断。直到输出电流下降到0时之后，D2由于没有
电流流过，使得Ns线圈与输出自动解耦合，原边电感Np与Q1的输出结电容发生谐振，当Np的
电平发生翻转时，也即Na的电平再次发生翻转，通过R1和C1触发Q1再次自动导通。该电路工
作于准谐振模式，实现了零电流软开关，工作效率较高，缺点是采用BJT的Q1功率能力较低，
不适用于较大功率的场合。

[0006] 图3为传统技术三：Si基MOSFET+RCC电路图。该方案与传统技术二非常相似，仅用MOS管替代了BJT晶体管，利用MOS管功率大、频率高等特点扩展了电路的功率等级，使其使
用于10W以上甚至高达50W的应用场合。另外，MOS管相较于BJT管，没有二次击穿的问题，其
可靠性也得到大幅度的提升。缺点是，传统的Si基MOS管由于结电容大，权衡损耗、成本、EMI
等因素之后，其工作频率一般只在30kHz‑100kHz之间，这不利于提高产品的功率密度。

发明内容

[0007] 本发明的目的在于提供一种基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路。

[0008] 本发明的目的通过以下技术方案实现：

[0009] 一种基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路，包括：启动电路、功率变换电路、保护电路、稳压二极管Dz1、隔离反馈网络、自激驱动和逐周期电流检测电路、驱动缓冲
器、输出整流电路；

[0010] 所述启动电路由电阻Rsta组成，一段接电源输入正线，另一端接稳压二极管Dz1的阴极；

[0011] 所述功率变换电路由变压器的绕组Np、主功率管Q1和反馈功能管Q2组成，Q1为增强型GaN HEMT器件，其栅极接稳压二极管Dz1的阴极，源极接稳压二极管Dz1的阳极且接地，
绕组Np的同名端接输入正线，异名端接Q1的漏极，Q2为增强型GaN HEMT器件，其漏极接Q1的
栅极，栅极接电阻R4，源极接地；

[0012] 所述保护电路由稳压二极管Dz1组成；

[0013] 所述隔离反馈网络一端接输出正极，另一端接电阻R6，电阻R6接Q2栅极；

[0014] 所述输出整流电路由变压器的绕组Ns、二极管D2和极性电容C4组成，绕组Ns的异名端接二极管D2的阳极，绕组Ns的同名端接输出负极，二极管D2的阴极接输出正极，极性电
容C4的正极接二极管D2的阴极，负极接输出负极；

[0015] 所述自激驱动和逐周期电流检测电路包括自激驱动电路以及逐周期电流检测电路，自激驱动电路由辅助绕组Na和电阻R1、隔直电容C1组成，绕组Na的同名端与电阻R1、隔
直电容C1串联，隔直电容C1另一端通过驱动缓冲器接Q1的栅极；

[0016] 逐周期电流检测电路与自激驱动电路共用辅助绕组Na，还包括稳压二极管Dz2、二极管D3、D4、极性电容C2、C3、电阻R2、R3、R4和R5，绕组Na的同名端接二极管D3的阴极，二极
管D3的阳极接极性电容C2的负极，极性电容C2的正极接二极管D4的阳极，二极管D4的阴极
接极性电容C3的正极，极性电容C3的负极接极性电容C2的负极，构成VCC电压第二级形成环
路，极性电容C3的负极接输入回线；

[0017] 电阻R2与极性电容C2并联，极性电容C2的正极与隔直电容C5、电阻R5串联，电阻R5另一端连Q2的栅极，稳压二极管Dz2与电阻R3串联，电阻R4与稳压二极管Dz2及电阻R3并联，
电阻R4及稳压二极管Dz2的一端连到绕组Na的同名端与电阻R1之间，电阻R4及电阻R3的另
一端连到电阻R5与Q2的栅极之间。

[0018] 优选的，Q1和Q2共用一个晶圆。

[0019] 优选的，所述驱动缓冲器包括电阻R101、R102、R103、R104、R105、非门U101A、U101B、隔直电容C101、C102、稳压二极管Dz101、Dz102，C1将驱动信号通过R101、R102分压后
传递给非门U101A，电平翻转后，先经过稳压、滤波网络DZ101、R103和C101，然后经过DZ102、
R104和C102传递给下一级非门U101B，电平再次翻转后，再经过电阻R105传递到Q1的栅极。

[0020] 优选的，所述驱动缓冲器包括电阻R101、R102、R103、R104、R106、非门U101A、U101C、U101D、隔直电容C101、C102、稳压二极管Dz101、Dz102，C1将驱动信号通过R101、R102
分压后传递给非门U101A，电平翻转后，先经过稳压、滤波网络DZ101、R103和C101，然后经过
DZ102、R104和C102传递给下一级非门U101C、U101D，电平两次翻转后再经过电阻R106传递
到Q1的栅极。

[0021] 优选的，所述Q1和Q2采用集成式反向并联二极管结构。

[0022] 优选的，所述极性电容C2的容值为极性电容C3容值的1/10～1/5。

[0023] 本发明的电路主体部分与传统自激振荡式准谐振功率变换电路完全相同，但是在无损电流检测方式、主功率管驱动方式、斜率补偿方式上均有创新，提升了传统自激振荡式
准谐振功率变换电路的工作频率，扩展了电路的应用功率等级，同时也针对GaN HEMT器件
提出了全新的自激驱动方案，不需要额外的驱动芯片，降低了GaN HEMT器件的系统应用成
本。

[0024] 本发明采用Q1和Q2双晶体管片上设计，两个晶体管共用一个晶圆，减小体积、降低成本、提升可靠性控制。Q1和Q2器件还采用了集成式反向并联二极管结构，提升器件的反向
导通特性。电路通过功率电路主变压器中的第三辅助绕组Na，采用正反馈模式的自激驱动
腔自动为Q1提供驱动信号，无须控制芯片，Q1的驱动需要通过针对GaN HEMT器件特殊的驱
动缓冲电路来保证其可靠驱动。电路进一步采用了集成式的高频电流逐周期检测方案，与
自激驱动腔共用一个线圈Na，省去了电流检测电阻，实现了无损耗电流检测。

[0025] 本发明采用的GaN HEMT器件的频率特性很优良，因而，能够提升电路的工作频率至MHz。

[0026] 通过第三辅助线圈Na实现功率开关管的自激驱动，无须第三方驱动芯片，同时，完全通过分立元件实现电路的闭环控制功能，无须第三方控制芯片，使电路成本下降至少
20％。

[0027] 通过第三辅助线圈复用高频逐周期电流检测的功能，实现电流无损耗探测，使电路效率至少提升0.2％，更重要地是减小了PCB布局时的环路面积，从而降低高频噪声。

[0028] 由栅极驱动引入斜率补偿将占空比由0.4扩大到0.55。

[0029] 驱动缓冲器通过两次缓冲放大产生足够的Q1驱动信号。

附图说明

[0030] 图1为传统技术一：芯片+硅基MOSFET+Flyback电路的电路图。

[0031] 图2为传统技术二：Si基双极型晶体管+RCC电路图。

[0032] 图3为传统技术三：Si基MOSFET+RCC电路图。

[0033] 图4为本发明的电路图。

[0034] 图5为本发明的驱动缓冲器的电路图。

具体实施方式

[0035] 实施例1

[0036] 本基于GaN HEMT器件的自激驱动与功率变换电路，包括：启动电路、功率变换电路、保护电路、稳压二极管Dz1、隔离反馈网络、自激驱动和逐周期电流检测电路、驱动缓冲
器、输出整流电路；

[0037] 所述启动电路由电阻Rsta组成，一段接电源输入正线，另一端接稳压二极管Dz1的阴极，Rsta是Q1的高压启动电阻，一般设置为680kΩ‑3MΩ；

[0038] 所述功率变换电路由变压器的绕组Np、主功率管Q1和反馈功能管Q2组成，Q1为增强型GaN HEMT器件，其栅极接稳压二极管Dz1的阴极，源极接稳压二极管Dz1的阳极且接地，
绕组Np的同名端接输入正线，异名端接Q1的漏极，Q2为增强型GaN HEMT器件，其漏极接Q1的
栅极，栅极接电阻R4，源极接地；

[0039] 所述保护电路由稳压二极管Dz1组成，Dz1是Q1的栅极保护稳压管，一般为4‑7V；

[0040] 所述隔离反馈网络一端接输出正极，另一端接电阻R6，电阻R6接Q2栅极；隔离反馈网络为现有的成熟技术(例如陈懿,童朝南,韩建军.采用UC3844的反激式开关电源反馈回
路的改进与设计[J].电子技术应用,2008,34(006):74‑77.DOI：10.3969/j.issn.0258‑
7998.2008.06.041)；副边输出电压经由隔离反馈网络，通常采用三端稳压器加光耦的反馈
方式，通过R8送到Q2的栅极，也即Q2的栅极包含了输出电压反馈信息、Q1的峰值电流信息和
斜率补偿信息，从而能够实现电流内环、电压外环和子谐波消除三大功能，同时满足输出稳
压、过功率保护、扩展最大占空比的功效；

[0041] 所述输出整流电路由变压器的绕组Ns、二极管D2和极性电容C4组成，绕组Ns的异名端接二极管D2的阳极，绕组Ns的同名端接输出负极，二极管D2的阴极接输出正极，极性电
容C4的正极接二极管D2的阴极，负极接输出负极；

[0042] 所述自激驱动和逐周期电流检测电路包括自激驱动电路以及逐周期电流检测电路，自激驱动电路由辅助绕组Na和电阻R1、隔直电容C1组成，绕组Na的同名端与电阻R1、隔
直电容C1串联，隔直电容C1另一端通过驱动缓冲器接Q1的栅极；

[0043] 逐周期电流检测电路与自激驱动电路共用辅助绕组Na，还包括稳压二极管Dz2、二极管D3、D4、极性电容C2、C3、电阻R2、R3、R4和R5，绕组Na的同名端接二极管D3的阴极，二极
管D3的阳极接极性电容C2的负极，极性电容C2的正极接二极管D4的阳极，二极管D4的阴极
接极性电容C3的正极，极性电容C3的负极接极性电容C2的负极，构成VCC电压第二级形成环
路，极性电容C3的负极接输入回线；

[0044] 电阻R2与极性电容C2并联，极性电容C2的正极与隔直电容C5、电阻R5串联，电阻R5另一端连Q2的栅极，稳压二极管Dz2与电阻R3串联，电阻R4与稳压二极管Dz2及电阻R3并联，
电阻R4及稳压二极管Dz2的一端连到绕组Na的同名端与电阻R1之间，电阻R4及电阻R3的另
一端连到电阻R5与Q2的栅极之间。

[0045] 逐周期电流检测电路中，Na、C2和D3构成VCC电压第一级形成环路，C2、D4和C3构成VCC电压第二级形成环路。其中C2的容值在3‑44uF之间，C3的容值在22‑220uF之间，且C2的
容值远小于C3，C2的容值控制在C3容值的1/10～1/5，C2上的电压经由R2充放电调节，使其
电压波动较大。C2上的电压波动反映了线圈Na的电流大小，也即反映了主线圈Np和晶体管
Q1的电流大小。因此，将C2上的电压经由R5、C6送到Q2的栅极，即可实现对流经Q1峰值电流
反馈的作用，C6的作用是将直流成份隔离，只把C2上电压的交变部分反馈给Q2的栅极。

[0046] 其中驱动缓冲器包括电阻R101、R102、R103、R104、R105、非门U101A、U101B、隔直电容C101、C102、稳压二极管Dz101、Dz102，C1将驱动信号通过R101、R102分压后传递给非门
U101A，电平翻转后，先经过稳压、滤波网络DZ101、R103和C101，然后经过DZ102、R104和C102
传递给下一级非门U101B，电平再次发生翻转，再经过电阻R105传递到Q1的栅极。两级非门
U101A、U101B的供电均取电第三辅助线圈Na产生的稳定VCC电压，通过两次缓冲放大产生足
够的Q1驱动信号。其中DZ102的作用是防止U101A的输出电平在不够低时发生误动作，而
R104和C102起到进一步滤波作用。该驱动缓冲器的输入输出逻辑是输入、输出同高、同低电
平。

[0047] Dz2、R3和R4把Q1的栅极驱动信号传递给Q2的栅极，从而实现了斜率补偿作用，扩展变换器的占空比范围，避免子谐波振荡。

[0048] 实施例2

[0049] 本实施例的结构与实施例1基本一致，区别在于：所述驱动缓冲器包括电阻R101、R102、R103、R104、R106、非门U101A、U101C、U101D、隔直电容C101、C102、稳压二极管Dz101、
Dz102，C1将驱动信号通过R101、R102分压后传递给非门U101A，电平翻转后，先经过稳压、滤
波网络DZ101、R103和C101，然后经过DZ102、R104和C102传递给下一级非门U101C、U101D，电
平两次翻转后再经过电阻R106传递到Q1的栅极。该驱动缓冲器产生反相的输入输出逻辑，
如输入高电平时输出低电平。

[0050] 正相和反相输出也可以集合到同一个驱动缓冲器中，用户根据需要自行选择连接。

[0051] 上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，
均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。