一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器

摘要

一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器，包括电源电感串联支路；与电源电感支路并联的双向管、与电源电感支路串联的双向管，两组双向管构成PWM整流电路；串联电容的中点电压由二极管组箝位。该三电平整流回路由4个全控性功率开关管、6个普通二极管，2个极性电容组成的三电平整流器。相对于传统的两电平整流电路，减少了对电路元件的电压应力要求。该整流电路工作时流经的半导体器件不超过3个，电路工作损耗小；电路工作模态切换只需改变一个开关管，有效减少电路开关损耗。直流母线由两个电容串联工作，有效减少输出电流纹波。

权利要求

1.一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器的控制方法，其特征在于：该三电平整流器包括开关管S1、S2、S3、S4，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，电感L，电容C1、C2；

交流电源一侧连接电感L一端，电感L另一端分别连接开关管S1漏极、二极管D1阳极、二极管D2阴极，其连接节点构成端点a；

交流电源另一侧分别连接开关管S2漏极、开关管S3源极、开关管S4漏极，其连接节点构成端点b；

开关管S1源极连接开关管S2源极；

二极管D1阴极分别连接二极管D3阴极、电容C1一端；

二极管D2阳极分别连接二极管D4阳极、电容C2另一端；

开关管S3漏极分别连接二极管D3阳极、二极管D5阴极；

开关管S4源极分别连接二极管D4阴极、二极管D6阳极；

电容C1另一端分别连接二极管D5阳极、二极管D6阴极、电容C2一端；

负载R两端分别连接电容C1一端、电容C2另一端；

该三电平整流器的控制方法包括：在不同的电网电压区间内调整不同的工作模态：

1)模态1：开关管S1、S2、S3关断，S4导通，二极管D1、D4工作在导通状态下，回路流经电容C1、C2，此时电网电压us

2)模态2：开关管S1、S2、S4关断，S3导通；二极管D1、D5工作在导通状态下，回路流经电容C1；当电网电压us<+Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C1将端点a与端点b之间的电压箝位在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝Udc/2；此时电感释放能量，电感L上的电流减小，电容C1充电，电容C2放电；当电网电压us>+Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C1将端点a与端点b之间的电压钳位在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝Udc/2；此时电感吸收能量，电感L上的电流增大，电容C1充电，电容C2放电；

3)模态3：开关管S3、S4均关断，S1、S2导通；电路中的二极管全部截止，电网与负载没有功率通道；此时电网电压0

4)模态4：开关管S1、S2、S4关断S3导通，二极管D2、D3工作在导通状态下，回路流经电容C1、C2，此时电网电压us<‑Udc/2；由于电感L上的电流不能突变，电容C1、C2将负载端的电压箝位在Udc上，电感L上会产生一个平衡电压使‑uab＝Udc；此时电感释放能量，电感L上的电流减小，电容C1、C2充电；

5)模态5：开关管S1、S2、S3关断，S4导通；二极管D2、D6工作在导通状态下，回路流经电容C2；当电网电压us>‑Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C2将端点a与端点b之间的电压箝位在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使‑uab＝Udc/2；此时电感释放能量，电感L上的电流减小，电容C2充电，电容C1放电；当电网电压us<‑Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C2将端点a与端点b之间的电压钳位在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使‑uab＝Udc/2；此时电感吸收能量，电感L上的电流增大，电容C2充电，电容C1放电；

6)模态6：开关管S3、S4均关断，S1、S2导通；电路中的二极管全部截止，电网与负载没有功率通道；此时电网电压0

说明书

一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器

技术领域

[0001] 本发明涉及单相三电平有源整流器技术领域，具体是一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器。

背景技术

[0002] 功率因数校正电路能够改善用电设备的功率因数，较少设备产生的无功功率。无功功率在电网中的流动必然会造成电能在电网中传输的损耗增加，从而造成经济上的损
失。为了减少负载侧对电网输入的无功功率同时隔离电网中对用电设备带来危害的高次谐
波，越来越多的针对性电力电子装置投入用电设备中。同时在用电设备中加入电力电子装
置能够有效解决这些危害性的高次谐波。二极管箝位式背对背无桥三电平整流器双向管型
三电平整流器能够维持高功率因数的情况下保持对负载输出稳定的电压，适用于众多场
合。相比于传统的两电平整流器，三电平整流器具有更小的纹波水平；更小的器件电压应
力；较好的功率因数以及功率密度。

发明内容

[0003] 本发明提供一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器，相对于传统的两电平整流电路，减少了对电路元件的电压应力要求。通过二极管对串联电容的中点箝位，开关管所
承受的电压应力减小，开关管的成本降低；两个极性电容串联使用，电容电压减小；该整流
电路工作时流经的半导体器件不超过3个，电路工作损耗小；电路工作模态切换只需改变一
个开关管，有效减少电路开关损耗。直流母线由两个电容串联工作，有效减少输出电流纹
波。

[0004] 本发明采取的技术方案为：

[0005] 一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器，包括：

[0006] 开关管S1、S2、S3、S4，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，电感L，电容C1、C2；

[0007] 交流电源一侧连接电感L一端，电感L另一端分别连接开关管S1漏极、二极管D1阳极、二极管D2阴极；

[0008] 交流电源另一侧分别连接开关管S2漏极、开关管S3源极、开关管S4漏极；

[0009] 开关管S1源极连接开关管S2源极；

[0010] 二极管D1阴极分别连接二极管D3阴极、电容C1一端；

[0011] 二极管D2阳极分别连接二极管D4阳极、电容C2另一端；

[0012] 开关管S3漏极分别连接二极管D3阳极、二极管D5阴极；

[0013] 开关管S4源极分别连接二极管D4阴极、二极管D6阳极；

[0014] 电容C1另一端分别连接二极管D5阳极、二极管D6阴极、电容C2一端；

[0015] 负载R两端分别连接电容C1一端、电容C2另一端。

[0016] 其中，4个全控功率开关管：S1、S2、S3、S4，6个普通二极管：D1、D2、D3、D4、D5、D6，这些开关器件和二极管组成的二极管箝位电路。

[0017] 由电感L、开关管S1、S2组成的背对背支路。

[0018] 由半导体双向开关S3、S4，二极管D1、D2、D3、D4，串联的电容C1、C2组成单相三电平整理结构。

[0019] 由二极管组D5、D6组成二极管箝位结构。

[0020] 由电容C1、C2串联组成输出侧并联稳压支路。

[0021] 本发明整流电路由半导体双向开关S1、S2、S3、S4、D5、D6；整流二极管D1、D2、D3、D4及其相并联的电容C1、C2所组成。

[0022] 本发明三电平整流电路所包括的整流回路在传统单相三电平整流桥进行改进，引入无桥式背对背双向开关电路管构造电路方法。

[0023] 该整流器电路所包括的整流回路在传统背对背无桥整流桥进行改进，在串联电容中点增加一组箝位二极管，对串联电容组的中点电压箝位。

[0024] 该整流器电路通过工作模态的转换，分别对两个二极管箝位电容充电，稳定直流侧输出电压，输入端共有三种电压等级的整流电路。

[0025] 该整流器电路在传统无桥整流结构加入背对背开关管结构，无开关管体二极管反向恢复问题，可靠性高、效率高等优点。

[0026] 由于工频交变电网电压的工作特性，为保证三电平整流电路输出电压的稳定，需要在不同的电网电压区间内调整不同的工作模态：

[0027] 1)模态1：开关管S1、S2、S3关断，S4导通，二极管D1、D4工作在导通状态下回路流经电容C1、C2，此时电网电压us位在Udc上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝Udc。此时电感释放能量，电感L上的电流减
小，电容C1、C2充电。

[0028] 2)模态2：开关管S1、S2、S4关断，S3导通。二极管D1、D5工作在导通状态下回路流经电容C1。当电网电压us<+Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C1将ab端的电压箝位在
Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝Udc/2。此时电感释放能量，电感L上的电流减
小，电容C1充电，电容C2放电；当电网电压us>+Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C1
将ab端的电压钳位在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝Udc/2。此时电感吸收能
量，电感L上的电流增大，电容C1充电，电容C2放电。

[0029] 3)模态3：开关管S3、S4均关断，S1、S2导通。电路中的二极管全部截止，电网与负载没有功率通道。此时电网电压0端的电压箝位在Udc上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝0。此时电感吸收能量，电感L上
的电流增加，电容C1、C2放电。

[0030] 4)模态4：开关管S1、S2、S4关断S3导通，二极管D2、D3工作在导通状态下回路流经电容C1、C2，此时电网电压us<‑Udc/2。由于电感L上的电流不能突变，电容C1、C2将负载端的电压
箝位在Udc上，电感L上会产生一个平衡电压使‑uab＝Udc。此时电感释放能量，电感L上的电流
减小，电容C1、C2充电。

[0031] 5)模态5：开关管S1、S2、S3关断，S4导通。二极管D2、D6工作在导通状态下回路流经电容C2。当电网电压us>‑Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C2将ab端的电压箝位在
Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使‑uab＝Udc/2。此时电感释放能量，电感L上的电流减
小，电容C2充电，电容C1放电；当电网电压us<‑Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C2
将ab端的电压钳位在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使‑uab＝Udc/2。此时电感吸收能
量，电感L上的电流增大，电容C2充电，电容C1放电。

[0032] 6)模态6：开关管S3、S4均关断，S1、S2导通。电路中的二极管全部截止，电网与负载没有功率通道。此时电网电压0端的电压箝位在Udc上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝0。此时电感吸收能量，电感L上
的电流增加，电容C1、C2放电。

[0033] 通过改变开关管的状态可以对直流母线侧电容进行充放电操作，将直流侧电压稳定在比较理想的状态。各个工作模态的转化遵循PWM(脉冲分配调整)对电路的模态以及工
作时间经行选择对。于所提出的电路，在电网的正半周期中，电路的有Udc、Udc/2、0三种电压
等级的工作状态，分别对应了模态1、模态2、模态3：

[0034] 本发明一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器，技术效果如下：

[0035] 1)本发明三电平整流通过二极管组箝位，分别对两个二极管箝位串联电容中点，电容对电压箝位，对交流电源进行稳压，共输出稳定的输出电压。

[0036] 2)本发明三电平整流利用电感储能特性，用电感L上的电流不能突变的特性配合二极管以及电压钳位电容进行三电平整流，维持母线电压稳定，保证直流母线输出的电压
波动很小。

[0037] 3)相对于传统的两电平整流电路，减少了对电路元件的电压应力要求。

[0038] 4)由于使用串联的二极管直接箝位电容电压，开关管所承受的电压应力减小，开关管的成本降低。

[0039] 5)两个极性电容串联使用，电容电压减小。

[0040] 6)该整流电路工作时流经的半导体器件不超过3个，电路工作损耗小。

[0041] 7)电路工作模态切换只需改变一个开关管，有效减少电路开关损耗。

[0042] 8)直流母线由两个电容串联工作，有效减少输出电流纹波。

附图说明

[0043] 图1为本发明一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器电路主拓扑结构图；

[0044] 图2为本发明一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器电路工作模态一图；

[0045] 图3为本发明一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器电路工作模态二图；

[0046] 图4为本发明一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器电路工作模态三图；

[0047] 图5为本发明一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器电路工作模态四图；

[0048] 图6为本发明一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器电路工作模态五图；

[0049] 图7为本发明一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器电路工作模态六图；

[0050] 图8为本发明电路开关管S1～S4六种工作模态图；

[0051] 图9为本发明电路电压Uab波形图；

[0052] 图10为本发明电路交流侧输入电压Us和电流iL波形图；

[0053] 图11为本发明电路直流输出电压Udc波形图。

[0054] 图12(1)为本发明电路的开关管S1脉冲分配图；

[0055] 图12(2)为本发明电路的开关管S2脉冲分配图；

[0056] 图12(3)为本发明电路的开关管S3脉冲分配图；

[0057] 图12(4)为本发明电路的开关管S4脉冲分配图。

具体实施方式

[0058] 如图1所示，二极管箝位式背对背无桥三电平整流器，该整流器包括：背对背结构、二极管箝位稳压结构、单相三电平结构。

[0059] 所述的背对背结构包括结构两个功率开关管：S1、S2，由两个开关管组成背对背的双向开关结构。

[0060] 所述二极管箝位稳压结构由二极管组D5、D6对串联电容组C1、C2中点电压经行钳位稳压。

[0061] 所述二极管箝位式背对背无桥三电平整流器的结构包括4个二极管D1、D2、D3、D4，2个功率开关器件S3、S4，电容C1、C2。二极管D1的阳极连着D2的阴极，其连接点与交流电源的一
端及背对背双向开关的一端相连，二极管D3的阳极与全控型开关管S3的源极相连，开关管S3
的漏极与S4的源极组成一个连接点并于电源的另一端相连，二极管D4阴极与全控型开关管
S4的漏极相连；电容C1的正极和电容C2的负极分别与负载相连，二极管D3阴极连接电容C1的
正极，二极管D4阳极连接电容C2的负极；背对背双向开2个全控型开关管S1、S2；箝位二极管D5
阳极和箝位二极管D6阴极相连，二极管D5、D6连接点与串联电容C1、C2的连接点相连。

[0062] 具体实验参数如下：

[0063] 一种二极管箝位式背对背无桥三电平整流器输入侧中电网电压有效值为220V，频率50Hz,直流侧输出电压400V，开关频率为20kHz，滤波电感L＝3mH，负载RL的阻值为80Ω，
输出电容C1＝C2＝4700μF。

[0064] 由于公共电网的工作特性，为保证三电平整流电路输出电压的稳定，需要在不同的电网电压区间内调整不同的工作模态：

[0065] 1)模态1：如图2所示，开关管S4导通，其余开关管断开。us>+Udc/2,uab＝Udc，电感L释放能量，iL逐渐减小，电容C1、C2充电。

[0066] 2)模态2：如图3所示，开关管S3导通，其余开关管断开。由于模态2有两种工作状态，故需要分情况讨论。

[0067] 在us>+Udc/2时,uab＝Udc/2，此时电感L吸收能量，iL逐渐增大，电容C1充电、C2放电。

[0068] 在us<+Udc/2时,uab＝Udc/2，此时电感L释放能量，iL逐渐减小，电容C1充电、C2放电。

[0069] 3)模态3：如图4所示，开关管S1、S2导通，其余开关管断开。0

[0070] 4)模态4：如图5所示，开关管S3导通，其余开关管断开。us<‑Udc/2，uab＝Udc，电感L释放能量，iL逐渐减小，电容C1、C2充电。

[0071] 5)模态5：如图6所示，开关管S4导通，其余开关管断开。由于模态2有两种工作状态，故需要分情况讨论。

[0072] 在us<‑Udc/2时，uab＝Udc/2，此时电感L吸收能量，iL逐渐增大，电容C2充电、C1放电。

[0073] 在0>us>‑Udc/2时，uab＝Udc/2，此时电感L释放能量，iL逐渐减小，电容C2充电、C1放电。

[0074] 6)模态6：如图7所示，开关管S1、S2导通，其余开关管断开。0>us>‑Udc/2，uab＝0，电感吸收能量，iL逐渐增大，电容C1、C2放电。

[0075] 以上工作模态中串联电容组C1、C2始终对直流侧输出负载起到稳压的作用，配合参数的调整，实现不同输出电压的稳压输出直流电源。

[0076] 图8、图9、图10、图11为本发明在负载80Ω时的实验波形图，为本发明稳态时相关波形图。

[0077] 图8为本发明电路开关管S1～S4六种工作模态图；用1表示开关管的导通，用0表示开关管的关断。本发明通过不同开关管导通关断的组合，改变电路结构，得到不同的ab端输
出电压Uab。±1代表输出额定电压，±1/2代表输出额定电压的一半，0代表ab端电压为0。图9
为本发明电路电压Uab波形图；在图8的基础上通过对电路开关管S1～S4的导通、关断状态的
调制，本发明在直流母线Udc额定输出电压为400V时，使得ab端的电压能够输出额定电压，额
定电压的一半，0三种电压等级，即输出±400V，±200V，0V的电压。图10为本发明电路交流
侧输入电压Us和电流iL波形图；表示本发明稳态交流输入电压Us波形保持正弦规律变化；交
流输入电流iL波形跟随交流输入电压Us波形，且波形稳定后趋近于正弦波，通过实验波形对
比可以看出该电路的电压电流相位基本相同，能够实现功率因数校正功能。

[0078] 图11为本发明电路直流输出电压Udc波形图；表示本发明以400V为额定电压时，输出得到的直流母线侧电压Udc的稳态波形。

[0079] 图12(1)为本发明电路的开关管S1脉冲分配图；为本发明开关管S1开关脉冲电压US1波形图,表示开关脉冲分配信号，即为开关管导通关断的驱动电压。开关管电压达到12V
时，对应图8中的1信号，即开关管导通。开关管电压达到0V时，对应图8中的0信号，即开关管
关断。

[0080] 图12(2)为本发明电路的开关管S2脉冲分配图；为本发明开关管S2开关脉冲电压US2波形图,表示开关脉冲分配信号，即为开关管导通关断的驱动电压。开关管电压达到12V
时，对应图8中的1信号，即开关管导通。开关管电压达到0V时，对应图8中的0信号，即开关管
关断。

[0081] 图12(3)为本发明电路的开关管S3脉冲分配图；为本发明开关管S3开关脉冲电压US3波形图,表示开关脉冲分配信号，即为开关管导通关断的驱动电压。开关管电压达到12V
时，对应图8中的1信号，即开关管导通。开关管电压达到0V时，对应图8中的0信号，即开关管
关断。

[0082] 图12(4)为本发明电路的开关管S4脉冲分配图；为本发明开关管S4开关脉冲电压US4波形图,表示开关脉冲分配信号，即为开关管导通关断的驱动电压。开关管电压达到12V
时，对应图8中的1信号，即开关管导通。开关管电压达到0V时，对应图8中的0信号，即开关管
关断。