应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制方法及电路

摘要

本发明提供了一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制方法及电路，方法包括分析原边反馈反激式变换器中误差放大器输出的调控电压所处的范围；调控电压处于第一电压范围内表示当前为重负载，通过PFM的调制方式保证了系统的瞬态响应速度；调控电压处于第三电压范围内表示当前为中负载，通过PWM的调制方式，将系统开关频率固定在人耳识别的声音范围以外，避免了噪音问题；调控电压处于第二电压范围内表示当前为轻负载，采用PFM的调制方式，降低了开关损耗。采用本发明这种混合调制控制方式，提高了系统效率且拓宽了负载范围。

权利要求

1.一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制电路，其特征在于，包括：获取单元，用于获取所述原边反馈反激式变换器中误差放大器输出的调控电压；

PFM单元，用于若所述调控电压在第一电压范围内或在第二电压范围内，则采用PFM的调制方式；

PWM单元，用于若所述调控电压在第三电压范围内，则采用PWM的调制方式，所述第三电压范围内的最大值小于所述第一电压范围内的最小值，所述第三电压范围内的最小值大于所述第二电压范围内的最大值；

极轻载控制单元，用于若所述调控电压小于预设的电压阈值，则控制系统开关频率为预设的最低开关频率，并设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最低电压；

用于控制系统开关频率的单元包括：窄脉冲电路、计数器、RS锁存器、第一非门、第二非门、或门、可变电流产生电路、电子开关、电容和比较器；

所述窄脉冲电路的输入端用于接收主边的功率管的栅极控制信号，所述窄脉冲电路的输出端分别连接所述计数器的复位端和所述RS锁存器的复位端，所述栅极控制信号的上升沿到来时触发所述窄脉冲电路生成一个高电平的窄脉冲并输出；

所述RS锁存器的输出端连接所述第一非门的输入端，所述第一非门的输出端作为时钟信号的输出端；

所述第一非门的输出端还连接所述第二非门的输入端，所述第二非门的输出端连接所述或门的一个输入端，所述或门的另一个输入端连接所述比较器的输出端；

所述或门的输出端连接所述电子开关的控制端，所述电子开关的电流输入端连接所述比较器的同相输入端，所述电子开关的电流输出端接地，所述电子开关的控制端的信号为高电平时所述电子开关导通，所述电子开关的控制端的信号为低电平时所述电子开关断开；

所述比较器的反相输入端用于输入基准电压，所述比较器的输出端还连接所述计数器的输入端，所述计数器的输出端连接所述RS锁存器的置位端，所述计数器用于对所述比较器输出的窄脉冲进行计数并在计数结果为N时输出由低电平翻转为高电平，所述N为大于等于1的正整数；

所述可变电流产生电路的输出端分别连接所述电子开关的电流输入端和所述电容的一端，所述电容的另一端接地，所述可变电流产生电路的输入端接收所述调控电压，所述可变电流 产生电路根据所述调控电压调节输出的电流值，以控制系统开关频率。

2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述PFM单元包括：重载控制单元，用于当所述调控电压在第一电压范围内时，设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最高电压，且所述调控电压越大则控制系统开关频率越大，所述调控电压为所述第一电压范围内的最大值时控制系统开关频率为预设的最高开关频率，所述调控电压为所述第一电压范围内的最小值时控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述中间开关频率小于所述最高开关频率。

3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述PFM单元包括：轻载控制单元，用于当所述调控电压在第二电压范围内时，设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最低电压，且所述调控电压越大则控制系统开关频率越大，所述调控电压为第二电压范围内的最大值时控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述调控电压为第二电压范围内的最小值时控制系统开关频率为所述最低开关频率。

4.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，PWM单元，具体用于：中载控制单元，用于当所述调控电压在第三电压范围内时，控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述中间开关频率大于所述最低开关频率，且所述调控电压越大则设置主边的峰值电流限阈值电压越大，当调控电压在第三电压范围内时主边的峰值电流限阈值电压的取值区间为(预设的最低电压，预设的最高电压)。

5.一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制方法，其特征在于，应用于如权利要求1所述的混合调制控制电路，包括：获取所述原边反馈反激式变换器中误差放大器输出的调控电压；

若所述调控电压在第一电压范围内或在第二电压范围内，则采用PFM的调制方式；

若所述调控电压在第三电压范围内，则采用PWM的调制方式，所述第三电压范围内的最大值小于所述第一电压范围内的最小值，所述第三电压范围内的最小值大于所述第二电压范围内的最大值；

若所述调控电压小于预设的电压阈值，则控制系统开关频率为预设的最低开关频率，并设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最低电压。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当所述调控电压在第一电压范围内时PFM的调制方式，包括：

当所述调控电压在第一电压范围内时，设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最高电压，且所述调控电压越大则控制系统开关频率越大，所述调控电压为所述第一电压范围内的最大值时控制系统开关频率为预设的最高开关频率，所述调控电压为所述第一电压范围内的最小值时控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述中间开关频率小于所述最高开关频率。

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当所述调控电压在第二电压范围内时PFM的调制方式，包括：

当所述调控电压在第二电压范围内时，设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最低电压，且所述调控电压越大则控制系统开关频率越大，所述调控电压为第二电压范围内的最大值时控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述调控电压为第二电压范围内的最小值时控制系统开关频率为所述最低开关频率。

8.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当所述调控电压在第三电压范围内时PWM的调制方式，包括：

当所述调控电压在第三电压范围内时，控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述中间开关频率大于所述最低开关频率，且所述调控电压越大则设置主边的峰值电流限阈值电压越大，当调控电压在第三电压范围内时主边的峰值电流限阈值电压的取值区间为(预设的最低电压，预设的最高电压)。

说明书

应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制方法及电路

技术领域

[0001] 本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制方法及电路。

背景技术

[0002] 近年来，无论是在通讯领域、计算机领域还是消费类电子领域中，电子产品的数量和种类不断的增多满足人们的各种需求，因而与之匹配的电源管理芯片的需求也呈现出增
长的趋势，这其中开关电源类产品由于其具有更高的功率密度，更高的效率和更小体积，以
及依靠其高的转换效率，低静态功耗，大的带载能力和宽的负载范围，成为电源管理类芯片
市场的绝对主流。消费类电子市场的快速发展对开关电源技术提出了越来越高的要求。对
于将高压市电转换为低压供电电源的这类开关电源来说，可靠性、效率以及成本是非常重
要的性能指标，因此原边反馈反激式变换器由于其原理简单、成本低和省去了光耦元件而
具有很高的可靠性等优点，被广泛地应用在各类AC‑DC开关电源产品中。

[0003] 现有的原边反馈反激式变换器的输出电压会由于负载的变化而发生改变，因此常见的控制方式包括利用反馈回路调整电路中功率管的导通的占空比或者系统开关频率，从
而将输出电压稳定在预设值。控制功率管的导通的占空比和系统开关频率对应着两种不同
的调制方式，即脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)和脉冲频率调制(Pulse 
Frequency Modulation，PFM)。

[0004] PWM是一种开关频率固定的调制方式，通常用振荡器产生固定的开关频率，然后调节占空比来改变主边电感的充电时间，去匹配系统输出的负载；开关频率固定的控制方式，
不利于系统效率的最优化，尤其是在轻载情况下，系统的输出波纹小、变化缓慢，无需很高
的开关频率也能调节稳定，而过高的开关频率导致功率管有很大的开关损耗，尤其是在输
入电压和输出电压都比较高的情况下，严重浪费输入的能量，降低了系统效率。PFM是根据
负载变化来改变系统开关频率，实现输出电压稳定的调制方式；PFM的控制方式，存在输出
电压纹波大、负载范围比较窄等技术问题。

发明内容

[0005] 有鉴于此，本发明提出一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制方法及电路，欲通过PWM和PFM的混合调制，来实现提高系统效率，拓宽负载范围的目的。

[0006] 为了实现上述目的，现提出的方案如下：

[0007] 第一方面，提供一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制方法，包括：

[0008] 获取所述原边反馈反激式变换器中误差放大器输出的调控电压；

[0009] 若所述调控电压在第一电压范围内或在第二电压范围内，则采用PFM的调制方式；

[0010] 若所述调控电压在第三电压范围内，则采用PWM的调制方式，所述第三电压范围内的最大值小于所述第一电压范围内的最小值，所述第三电压范围内的最小值大于所述第二
电压范围内的最大值；

[0011] 若所述调控电压小于预设的电压阈值，则控制系统开关频率为预设的最低开关频率，并设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最低电压。

[0012] 优选的，当所述调控电压在第一电压范围内时PFM的调制方式，包括：

[0013] 当所述调控电压在第一电压范围内时，设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最高电压，且所述调控电压越大则控制系统开关频率越大，所述调控电压为所述第一电压
范围内的最大值时控制系统开关频率为预设的最高开关频率，所述调控电压为所述第一电
压范围内的最小值时控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述中间开关频率小于所
述最高开关频率。

[0014] 优选的，当所述调控电压在第二电压范围内时PFM的调制方式，包括：

[0015] 当所述调控电压在第二电压范围内时，设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最低电压，且所述调控电压越大则控制系统开关频率越大，所述调控电压为第二电压范围
内的最大值时控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述调控电压为第二电压范围内
的最小值时控制系统开关频率为所述最低开关频率。

[0016] 优选的，当所述调控电压在第三电压范围内时PWM的调制方式，包括：

[0017] 当所述调控电压在第三电压范围内时，控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述中间开关频率大于所述最低开关频率，且所述调控电压越大则设置主边的峰值电
流限阈值电压越大，当调控电压在第三电压范围内时主边的峰值电流限阈值电压的取值区
间为(预设的最低电压，预设的最高电压)。

[0018] 第二方面，提供一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制电路，包括：

[0019] 获取单元，用于获取所述原边反馈反激式变换器中误差放大器输出的调控电压；

[0020] PFM单元，用于若所述调控电压在第一电压范围内或在第二电压范围内，则采用PFM的调制方式；

[0021] PWM单元，用于若所述调控电压在第三电压范围内，则采用PWM的调制方式，所述第三电压范围内的最大值小于所述第一电压范围内的最小值，所述第三电压范围内的最小值
大于所述第二电压范围内的最大值；

[0022] 极轻载控制单元，用于若所述调控电压小于预设的电压阈值，则控制系统开关频率为预设的最低开关频率，并设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最低电压。

[0023] 优选的，所述PFM单元包括：

[0024] 重载控制单元，用于当所述调控电压在第一电压范围内时，设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最高电压，且所述调控电压越大则控制系统开关频率越大，所述调控
电压为所述第一电压范围内的最大值时控制系统开关频率为预设的最高开关频率，所述调
控电压为所述第一电压范围内的最小值时控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述
中间开关频率小于所述最高开关频率。

[0025] 优选的，所述PFM单元包括：

[0026] 轻载控制单元，用于当所述调控电压在第二电压范围内时，设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最低电压，且所述调控电压越大则控制系统开关频率越大，所述调控
电压为第二电压范围内的最大值时控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述调控电
压为第二电压范围内的最小值时控制系统开关频率为所述最低开关频率。

[0027] 优选的，PWM单元，具体用于：当所述调控电压在第三电压范围内时，控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述中间开关频率大于所述最低开关频率，且所述调控电压
越大则设置主边的峰值电流限阈值电压越大，当调控电压在第三电压范围内时主边的峰值
电流限阈值电压的取值区间为(预设的最低电压，预设的最高电压)。

[0028] 优选的，用于控制系统开关频率的单元包括：窄脉冲电路、计数器、RS锁存器、第一非门、第二非门、或门、可变电流产生电路、电子开关、电容和比较器；

[0029] 所述窄脉冲电路的输入端用于接收主边的功率管的栅极控制信号，所述窄脉冲电路的输出端分别连接所述计数器的复位端和所述RS锁存器的复位端，所述栅极控制信号的
上升沿到来时触发所述窄脉冲电路生成一个高电平的窄脉冲并输出；

[0030] 所述RS锁存器的输出端连接所述第一非门的输入端，所述第一非门的输出端作为时钟信号的输出端；

[0031] 所述第一非门的输出端还连接所述第二非门的输入端，所述第二非门的输出端连接所述或门的一个输入端，所述或门的另一个输入端连接所述比较器的输出端；

[0032] 所述或门的输出端连接所述电子开关的控制端，所述电子开关的电流输入端连接所述比较器的同相输入端，所述电子开关的电流输出端接地，所述电子开关的控制端的信
号为高电平时所述电子开关导通，所述电子开关的控制端的信号为低电平时所述电子开关
断开；

[0033] 所述比较器的反相输入端用于输入基准电压，所述比较器的输出端还连接所述计数器的输入端，所述计数器的输出端连接所述RS锁存器的置位端，所述计数器用于对所述
比较器输出的窄脉冲进行计数并在计数结果为N时输出由低电平翻转为高电平；

[0034] 所述可变电流产生电路的输出端分别连接所述电子开关的电流输入端和所述电容的一端，所述电容的另一端接地，所述可变电流产生电路的输入端接收所述调控电压，所
述可变电路产生电路根据所述调控电压调节输出的电流值，以控制系统开关频率。

[0035] 与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：

[0036] 上述技术方案提供的一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制方法及电路，方法包括分析原边反馈反激式变换器中误差放大器输出的调控电压所处的范围；调
控电压处于第一电压范围内表示当前为重负载，通过PFM的调制方式保证了系统的瞬态响
应速度；调控电压处于第三电压范围内表示当前为中负载，通过PWM的调制方式，将系统开
关频率固定在人耳识别的声音范围以外，避免了噪音问题；调控电压处于第二电压范围内
表示当前为轻负载，采用PFM的调制方式，虽然系统开关频率下降到了噪音范围内，但是由
于主边的峰值电流的下降使得噪音问题可忽略。在调控电压小于预设的电压阈值时表示当
前为极轻负载，将系统开关频率和主边的峰值电流限阈值电压都固定在对应的最小值，即
保证了负载响应又有较低的开关损耗。采用本发明这种混合调制控制方式，提高了系统效
率且拓宽了负载范围。

附图说明

[0037] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本
发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据
提供的附图获得其他的附图。

[0038] 图1为本发明实施例提供的一种原边反馈反激变换器的结构示意图；

[0039] 图2为膝点电压的示意图；

[0040] 图3为本发明实施例提供的一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制方法的流程图；

[0041] 图4为本发明实施例提供的fSW和VPEAK分别与VC关系的示意图；

[0042] 图5为本发明实施例提供的一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制电路的示意图；

[0043] 图6为本发明实施例提供的一种用于控制系统开关频率的单元的示意图。

具体实施方式

[0044] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于
本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他
实施例，都属于本发明保护的范围。

[0045] 参见图1，为应用本发明提供的混合调制控制方法的原边反馈反激变换器的结构示意图。通过采集反应输出电压VOUT的膝点电压VAUX|IS＝0，并送入误差放大器(Error 
Amplifier，EA)经过放大产生调控电压VC，混合调制控制电路根据调控电压VC确定调制方
式，并控制主边的功率管Q1的开启时间或者开关周期，从而保证输出电压VOUT的稳定。图1中
Driver为驱动电路，将RS锁存器产生的信号CV_CLK进行驱动能力增强以及辅以相应的时序
控制，从而使得信号CV_CLK能正常开启和关闭功率管Q1。T表示变压器；VDD表示芯片内部的
供电电压；CO表示变压器的次边输出端的负载电容，用于抑制输出波纹、CAUX表示变压器的
辅助绕组端的负载电容；Np表示变压器主边绕组励磁电感匝数；NS表示变压器的次边绕组
励磁电感匝数；NAUX表示变压器辅助绕组励磁电感匝数；RCS表示主边电流采样电阻；OP表示
运算放大器；DAUX表示变压器的辅助绕组端的续流二极管。

[0046] 膝点电压 为在次边电流Is变为零的那个时刻，辅助绕组的电压VAUX的具体值；参见图2，Knee‑Voltage即为膝点电压，此时辅助绕组的电压VAUX的具体值为
其中NAUX为辅助绕组的励磁电感匝数，Vd为续流二极管Do的正向导
通电压，NS为变压器的次边绕组励磁电感匝数。Ip表示主边的电流。

[0047] 原边反馈反激变换器的输出电压可以表示为：

[0048]

[0049]

[0050] 其中，VIN为母线电压，TON为功率管Q1在一个开关周期的开启时间，RL为负载电阻，TSW为功率管Q1的开关周期，LP为主边的励磁电感，IPK为主边的峰值电流限，即最大能达到的
峰值电流。系统的调节机理是根据反应输出电压大小的调控电压VC，通过负反馈调节其他
变量，诸如TSW或是TON维持输出电压VOUT的稳定。由于输出电压VOUT表示了RL的水平，因此，调
控电压VC也反应了RL的水平；调控电压VC越高，则表示系统的负载越重。

[0051] 采用PWM的调制方式时，如式(1)所示，系统保持功率管Q1的开关周期TSW不变(即保持系统开关频率不变)，根据调控电压VC调节TON的大小(即导通时间占周期的比例)从而使
得VOUT恒定；该过程中峰值电流限IPK是随着TON线性变化，是一种定频控制方式。

[0052] 采用PFM的调制方式时，系统保持主边的峰值电流限阈值电压不变，进而使得IPK不变；并根据调控电压VC调节功率管Q1的开关周期TSW，从而使得VOUT恒定，是一种变频的控制
方式。本发明结合PWM和PFM的混合调制控制方式，使得系统的负载范围和轻载效率有较大
的提升。

[0053] 参见图3，为本实施例提供的一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制方法，该方法可以包括以下步骤：

[0054] S31：获取原边反馈反激式变换器中误差放大器输出的调控电压。

[0055] 误差放大器的同相输入端用于输入设定电压VREF，采样保持电流将采集的反应输出电压的膝点电压传输到误差放大器的反相输入端。误差放大器输出调控电压VC。混合调
制控制电路获取到该调控电压VC后，进行后续的分析，确定负载水平进而执行相应的调制
方式。

[0056] S32：若调控电压在第一电压范围内或在第二电压范围内，则采用PFM的调制方式。

[0057] 第一电压范围和第二电压范围都是预先设定的。第一电压范围对应重负载，第二电压范围对应轻负载。重负载时通过PFM的调制方式保证了系统的瞬态响应速度；轻负载时
通过PFM的调制方式，降低了开关损耗，提高了系统效率等。

[0058] S33：若调控电压在第三电压范围内，则采用PWM的调制方式。

[0059] 第三电压范围内的最大值小于第一电压范围内的最小值。第三电压范围内的最小值大于第二电压范围内的最大值。第三电压范围也是预先设定的，第三电压范围对应中负
载；即中负载比重负载轻，且比轻负载重。中负载时通过PWM的调制方式，将系统开关频率固
定在人耳识别的声音范围(2KHz～20KHz)以外，避免了噪音问题。

[0060] S34：若调控电压小于预设的电压阈值，则控制系统开关频率为预设的最低开关频率，并设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最低电压。

[0061] 调控电压小于预设的电压阈值，则表示当前为极轻负载，即系统处于一种极限工作导通的状态下，为了维持必要的能量传输，将系统开关频率和主边的峰值电流限阈值电
压都固定在对应的最小值，其中系统开关频率固定在的最小值需要在较好的负载响应和较
低的开关损耗之间折中。

[0062] 系统开关频率fSW和主边的峰值电流限阈值电压VPEAK随着调控电压VC的变化如图4所示。当调控电压VC在第一电压范围(即[V3，V4]区间)内时，设置主边的峰值电流限阈值电
压VPEAK为预设的最高电压VPEAKmax，且调控电压VC越大则控制系统开关频率fSW越大；调控电
压VC为第一电压范围内的最大值V4时，控制系统开关频率fSW为预设的最高开关频率fSWMAX；
调控电压VC为第一电压范围内的最小值V3时，控制系统开关频率fSW为预设的中间开关频率
fSWPWM。中间开关频率fSWPWM小于最高开关频率fSWMAX。

[0063] 当调控电压VC在第三电压范围(即(V2，V3)区间)内时，控制系统开关频率fSW为预设的中间开关频率fSWPWM，且调控电压VC越大则设置主边的峰值电流限阈值电压VPEAK越大。
当调控电压VC在第二电压范围内时，主边的峰值电流限阈值电压VPEAK的取值区间为
(VPEAKmin，VPEAKmax)，VPEAKmax为预设的最高电压，VPEAKmin为预设的最低电压。中间开关频率fSWPWM
大于最低开关频率fSWMIN。VPEAK的大小影响功率管Q1的开启时间，VPEAK越大代表一个周期内
功率管Q1开启的时间越长，通过调整脉宽大小维持输出电压的稳定。

[0064] 当调控电压VC在第二电压范围(即[V1，V2]区间)内时，设置主边的峰值电流限阈值电压VPEAK为预设的最低电压VPEAKmin，且调控电压VC越大则控制系统开关频率fSW越大。调
控电压VC为第三电压范围内的最大值V2时，控制系统开关频率fSW为预设的中间开关频率
fSWPWM；调控电压VC为第三电压范围内的最小值V1时控制系统开关频率fSW为预设的最低开
关频率fSWMIN。预设的电压阈值即为第三电压范围的最小值V1。

[0065] 通过下式可得到不同调控电压VC对应的主边的峰值电流限阈值电压VPEAK：

[0066]

[0067] 其中，VPEAKmin、VPEAKmax、V2、V3、V4和k都是预先根据系统设计的参数。不同的系统应用本发明的策略时，本领域技术人员可以根据实际需求自行调整相关参数。VPEAKmax和VPEAKmin
由主边能流过的最大电流和最小电流分别决定。通常V4由调电压VC的最高值确定，V1，V2，
V3可以分别设置为0.25V4、0.5V4、0.75V4，也可以适当调整比例使得区间[V1,V2]、[V2,
V3]、[V3,V4]分别能够正确表征轻载、中载、重载。

[0068] 而fSWMAX为系统的最高开关频率，由应用确定；fSWMIN为系统的最低开关频率，代表系统可以处理的极限；fSWPWM通常设置为适当高于噪音范围即可，例如可以从25‑30KHz中取
值。

[0069] 调控电压VC是由误差放大器产生的，其主要作用是表征实际的输出电压与设定值之间的偏差。因为误差放大器的反向输入端输入的为一个与输出电压VOUT成比例的电压，整
个控制环路最终的目的是通过负反馈将误差放大器的同相输入端和反向输入端钳位成相
同的电压，即：

[0070]

[0071] 其中，R1为第一分压电阻，R2为第二分压电阻。

[0072] 在本发明提供的混合调制控制方法这种调制模式下，系统的负载范围被大大拓宽，可以表示为：

[0073]

[0074] 其中，IOUT_MAX为输出电流的最大值，IOUT_MIN为输出电流的最小值，输出电流也代表了负载RL的大小；IP_peakmax为主边的峰值电流的最大值，为IP_peakmin为主边的峰值电流的最
小值，主边的峰值电流与VPEAK成正比。

[0075] 对于单一PWM的调制方式或是单一PFM的调制方式，获得的负载范围分别由和 决定；而利用本发明提供的混合调制控制方式，可以获得二者的乘积，
通过适当设置 和 的比值大小，可以极大地拓宽系统的负载范围。另外在轻
负载情况下采用PFM的控制方式，可以降低开关频率，从而较好地降低开关损耗，从而提升
系统轻载效率，使得系统在整个负载范围内具有较高的输出效率。

[0076] 对于前述的各方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明，某
些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。

[0077] 下述为本发明电路实施例，可以用于执行本发明方法实施例。对于本发明电路实施例中未披露的细节，请参照本发明方法实施例。

[0078] 参见图5，为本实施例提供的一种应用于原边反馈反激式变换器的混合调制控制电路，该电路包括：获取单元51、PFM单元52、PWM单元53和极轻载控制单元54。

[0079] 获取单元51，用于获取原边反馈反激式变换器中误差放大器输出的调控电压。

[0080] PFM单元52，用于若调控电压在第一电压范围内或在第二电压范围内，则采用PFM的调制方式。

[0081] PWM单元53，用于若调控电压在第三电压范围内，则采用PWM的调制方式。第三电压范围内的最大值小于第一电压范围内的最小值；第三电压范围内的最小值大于第二电压范
围内的最大值。

[0082] 极轻载控制单元54，用于若调控电压小于预设的电压阈值，则控制系统开关频率为预设的最低开关频率，并设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最低电压。

[0083] 在一些具体实施例中，PFM单元52包括：重载控制单元和轻载控制单元。重载控制单元，用于当调控电压在第一电压范围内时，设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最
高电压，且调控电压越大则控制系统开关频率越大。调控电压为第一电压范围内的最大值
时，控制系统开关频率为预设的最高开关频率；调控电压为第一电压范围内的最小值时，控
制系统开关频率为预设的中间开关频率；中间开关频率小于最高开关频率。

[0084] 轻载控制单元，用于当所述调控电压在第二电压范围内时，设置主边的峰值电流限阈值电压为预设的最低电压，且所述调控电压越大则控制系统开关频率越大，所述调控
电压为第二电压范围内的最大值时控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述调控电
压为第二电压范围内的最小值时控制系统开关频率为所述最低开关频率。

[0085] PWM单元，具体用于：当调控电压在第三电压范围内时，控制系统开关频率为预设的中间开关频率，所述中间开关频率大于所述最低开关频率，且所述调控电压越大则设置
主边的峰值电流限阈值电压越大，当调控电压在第二电压范围内时主边的峰值电流限阈值
电压的取值区间为(预设的最低电压，预设的最高电压)。

[0086] 混合调制控制电路包括用于控制系统开关频率的单元，参见图6，该单元根据调控电压VC产生一定脉宽的时钟信号CV_CLK，进而决定了主边的功率管Q1的开关周期；该单元
包括：窄脉冲电路、计数器、RS锁存器、第一非门INV1、第二非门INV2、或门OR、可变电流产生
电路、电子开关MS、电容C和比较器COMP；

[0087] 窄脉冲电路的输入端用于接收主边的功率管Q1的栅极控制信号GATE_CTR(即Driver的输入信号)；窄脉冲电路的输出端分别连接计数器的复位端和RS锁存器的复位端。
栅极控制信号GATE_CTR的上升沿到来时，触发窄脉冲电路生成一个高电平的窄脉冲并输
出。

[0088] RS锁存器的输出端连接第一非门INV1的输入端。第一非门INV1的输出端作为时钟信号CV_CLK的输出端，用于输出时钟信号CV_CLK。第一非门INV的输出端还连接第二非门
INV2的输入端；第二非门INV2的输出端连接或门OR的一个输入端；或门OR的另一个输入端
连接比较器COMP的输出端。或门OR的输出端连接电子开关MS的控制端；电子开关MS的电流
输入端连接比较器COMP的同相输入端，电子开关MS的电流输出端接地。电子开关MS的控制
端的信号为高电平时电子开关导通；电子开关MS的控制端的信号为低电平时电子开关断
开。

[0089] 比较器COMP的反相输入端用于输入基准电压；比较器COMP的输出端还连接计数器的输入端。计数器的输出端连接所述RS锁存器的置位端；计数器用于对比较器COMP输出的
窄脉冲进行计数，并在计数结果为N时输出由低电平翻转为高电平。

[0090] 可变电流产生电路的输出端分别连接电子开关MS的电流输入端和电容C的一端；电容C的另一端接地。可变电流产生电路的输入端接收调控电压VC；可变电路产生电路根据
调控电压VC调节输出的电流值IEA，以控制系统开关频率。可变电流产生电路根据调控电压
VC得到电流值IEA的规则可用下式表示：

[0091]

[0092] 其中，ICO、V1、V2、V3、V4、k1、k2都是预先设定好的参数，不同的系统应用利用本发明的策略可以自行调整相关参数。

[0093] 下面详细介绍图6所示单元的工作原理：栅极控制信号GATE_CTR的上升沿到来时，触发窄脉冲电路生成一个高电平的窄脉冲并输出，将计数器的计数清零，同时使得RS锁存
器的输出为低电平，进而CV_CLK置为高电平。CV_CLK置为高电平后，电子开关MS断开，由调
控电压VC控制的电流IEA对电容C进行充电，当电容C的电压高于基准电压Vref时，比较器
COMP的输出翻转为高电平。比较器COMP输出高电平时，电子开关MS导通，此时电容C上的电
压将会立刻被拉低至零，而IEA将重新对电容C进行充电。在对电容C进行重复充放电的过程
中，比较器COMP的输出表现为窄脉冲。计数器将对比较器COMP输出的窄脉冲进行计数，当计
数至N个窄脉冲时，计数器的输出将会由低电平翻转为高电平，使得RS锁存器输出高电平，
从而将CV_CLK拉低，结束该单元的一个计时周期。

[0094] 根据对图6的介绍，系统开关频率可以表示为：

[0095]

[0096] 其中，fsw为系统开关频率，C1为电容C的大小。对于原边反馈反激式变换器，系统开关频率的取值范围为[fSWMIN，fSWMAX]，该系统开关频率范围可以通过改变计数器的计数周期
N、电容C的大小C1以及比较器的基准电压Vref的大小进行设置，从而避免了片外电容的使
用，大大节省了系统的成本。

[0097] 对于电路实施例而言，由于其基本相应于方法实施例，所以相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的电路实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件
说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的。可以根据实际的需要选择其中的部分或
者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况
下，即可以理解并实施。

[0098] 在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际
的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包
含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括
没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。
在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素
的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

[0099] 本说明书中各个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可，且本说明书中各实施例中记载的特征可以相互替换或者组
合。

[0100] 对本发明所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所
定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，
本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特
点相一致的最宽的范围。