一种采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制方法及装置

摘要

本发明公开了一种采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制方法及装置。用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，并建立使用虚拟脉振矢量的开关表，通过查询开关表选取由旋转矢量合成的虚拟脉振矢量，利用MC旋转矢量共模电压为零的特性，可以有效抑制共模电压，同时不增加任何硬件设备，避免了像现有技术那样电机系统的体积和重量均增加，保证了矩阵变换器功率密度。而且还保持了DTC不依赖电机参数、计算简单、动态性能好等优势。

权利要求

1.一种采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制方法，其特征在于，包括：使用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表；所述虚拟脉振矢量合成表至少包括：虚拟脉振矢量与旋转矢量之间的对应关系；

确定各所述虚拟脉振矢量的实时方向，得到虚拟脉振矢量方向表；所述虚拟脉振矢量方向表至少包括：虚拟脉振矢量与不同输入电压相角、矢量方向之间的对应关系；

构建基于虚拟脉振矢量的矩阵变换器‑直接转矩控制开关表；所述开关表至少包括：与不同定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量对应的矢量的方向；

获得定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量、输入电压相角；

根据所述定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量查询所述开关表，得到对应的矢量的方向；

根据所述矢量的方向和输入电压相角查询所述虚拟脉振矢量方向表，得到对应的虚拟脉振矢量；

根据所述虚拟脉振矢量查询所述虚拟脉振矢量合成表，得到对应的旋转矢量，确定矩阵变换器各开关管的导通状态及占空比，完成控制。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述使用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表，包括：用任意一个正向旋转矢量和一个逆向旋转矢量按各50％占空比合成，得到一个虚拟脉振矢量，得到所述虚拟脉振矢量合成表。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获得定子磁链相角，包括：获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

根据公式 得到所述定子磁链相角θΨs。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获得转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量，包括：获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

根据公式 得到定子磁链幅值|Ψs|；

根据公式 得到电磁转矩Te；式中，p为电机极对数；

* *

根据公式ΔTe＝Te‑Te得到转矩误差ΔTe；式中，Te为电磁转矩参考值；

* *

根据公式Δ|ψs|＝|ψs|‑|ψs|得到磁链误差Δ|Ψs|；式中，|Ψs|为定子磁链幅值参考值；

根据表达式 得到转矩滞环比较器的输出量CT；式中，BT为转矩滞环上限，‑BT为转矩滞环下限；

根据表达式 得到磁链滞环比较器的输出量CΨ；式中，BΨ为磁链滞环上限，‑BΨ为磁链滞环下限。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获得输入电压相角，包括：获得矩阵变换器的输入三相电压ua、ub、uc；

根据公式 得到两相静止坐标系分量ualpha和ubeta；

根据公式 得到所述输入电压相角αi；式中，arctan()表示反正切三角函数。

6.一种采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制装置，其特征在于，包括：虚拟脉振矢量合成模块，用于使用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表；所述虚拟脉振矢量合成表至少包括：虚拟脉振矢量与旋转矢量之间的对应关系；

矢量方向表构建模块，用于确定各所述虚拟脉振矢量的实时方向，得到虚拟脉振矢量方向表；所述虚拟脉振矢量方向表至少包括：虚拟脉振矢量与不同输入电压相角、矢量方向之间的对应关系；

控制开关表构建模块，用于构建基于虚拟脉振矢量的矩阵变换器‑直接转矩控制开关表；所述开关表至少包括：与不同定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量对应的矢量的方向；

数据获取模块，用于获得定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量、输入电压相角；

矢量方向获取模块，用于根据所述定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量查询所述开关表，得到对应的矢量的方向；

虚拟脉振矢量获取模块，用于根据所述矢量的方向和输入电压相角查询所述虚拟脉振矢量方向表，得到对应的虚拟脉振矢量；

控制模块，用于根据所述虚拟脉振矢量查询所述虚拟脉振矢量合成表，得到对应的旋转矢量，确定矩阵变换器各开关管的导通状态及占空比，完成控制。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述虚拟脉振矢量合成模块，具体用于用任意一个正向旋转矢量和一个逆向旋转矢量按各50％占空比合成，得到一个虚拟脉振矢量，得到所述虚拟脉振矢量合成表。

8.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述数据获取模块，至少包括：第一数据获取单元，用于获得所述定子磁链相角；

所述第一数据获取单元，包括：

第一数据获取子单元，用于获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

第一运算子单元，用于根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

第二运算子单元，用于根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

第三运算子单元，用于根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

第四运算子单元，用于根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

第五运算子单元，用于根据公式 得到所述定子磁链相角θΨs。

9.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述数据获取模块，至少包括：第二数据获取单元，用于获得所述转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量；

所述第二数据获取单元，包括：

第二数据获取子单元，用于获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

第六运算子单元，用于根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

第七运算子单元，用于根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

第八运算子单元，用于根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

第九运算子单元，用于根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

第十运算子单元，用于根据公式 得到定子磁链幅值|Ψs|；

第十一运算子单元，用于根据公式 得到电磁转矩Te；式中，p为电机极对数；

* *

第十二运算子单元，用于根据公式ΔTe＝Te‑Te得到转矩误差ΔTe；式中，Te为电磁转矩参考值；

*

第十三运算子单元，用于根据公式Δ|ψs|＝|ψs| ‑|ψs|得到磁链误差Δ|Ψs|；式中，|*Ψs|为定子磁链幅值参考值；

第一分析子单元，用于根据表达式 得到所述转矩滞环比较器的输出量CT；式中，BT为转矩滞环上限，‑BT为转矩滞环下限；

第二分析子单元，用于根据表达式 得到所述磁链滞环比较器的输出量CΨ；式中，BΨ为磁链滞环上限，‑BΨ为磁链滞环下限。

10.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述数据获取模块，至少包括：第三数据获取单元，用于获得所述输入电压相角；

所述第三数据获取单元，包括：

第三数据获取子单元，用于获得矩阵变换器的输入三相电压ua、ub、uc；

第十四运算子单元，用于根据公式 得到两相静止坐标系分量ualpha和ubeta；

第十五运算子单元，用于根据公式 得到所述输入电压相角αi；式中，arctan()表示反正切三角函数。

说明书

一种采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制方法及装置

技术领域

[0001] 本发明涉及驱动电机的功率变换器控制技术领域，尤其涉及一种可抑制共模电压的矩阵变换器直接转矩控制的方法及装置。

背景技术

[0002] 矩阵变换器(MC)馈电的永磁同步电机(PMSM)系统综合了PMSM功率密度大、调速性能好的优势以及MC结构紧凑、对电网谐波污染小等优点，因而在高端装备制造业中得到了广泛应用。直接转矩控制(DTC)具有控制结构简单、受电机参数影响小、动态性能好等优点，应用于状态空间矢量的数量大、种类多的MC时具有天然优势。现有MC‑DTC策略通常仅使用了MC的有效矢量，或者有效矢量与零矢量组合，旋转矢量则由于不适合构造开关表，因而被DTC完全弃用。然而，与有效矢量和零矢量的共模电压较大相比，旋转矢量具有共模电压为零的天然优势，弃用旋转矢量不可避免地造成电机系统中的共模电压问题。共模电压不仅会引起电机轴承损坏，还会引起电机保护措施的误操作及产生电磁干扰等负面影响，因此，必须采取有效措施来对其进行抑制。

[0003] 现有的抑制共模电压的方案需要对矩阵变换器的结构进行一定调整，例如设计一个共模电压补偿器来连接矩阵变换器，共模电压补偿器包含H桥电路、共模变压器、外部电源以及输出滤波器；或者将矩阵变换器连接正弦高频变压器，并通过脉冲密度调制的方法达到抑制共模电压的目的。但是这种方法使得系统的体积和重量均增加，从而降低矩阵变换器功率密度。

发明内容

[0004] 本发明通过提供一种采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制方法及装置，解决了现有技术中电机系统的体积和重量均增加的技术问题，实现了保证矩阵变换器功率密度的技术效果。

[0005] 本发明提供了一种采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制方法，包括：

[0006] 使用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表；所述虚拟脉振矢量合成表至少包括：虚拟脉振矢量与旋转矢量之间的对应关系；

[0007] 确定各所述虚拟脉振矢量的实时方向，得到虚拟脉振矢量方向表；所述虚拟脉振矢量方向表至少包括：虚拟脉振矢量与不同输入电压相角、矢量方向之间的对应关系；

[0008] 构建基于虚拟脉振矢量的矩阵变换器‑直接转矩控制开关表；所述开关表至少包括：与不同定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量对应的矢量的方向；

[0009] 获得定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量、输入电压相角；

[0010] 根据所述定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量查询所述开关表，得到对应的矢量的方向；

[0011] 根据所述矢量的方向和输入电压相角查询所述虚拟脉振矢量方向表，得到对应的虚拟脉振矢量；

[0012] 根据所述虚拟脉振矢量查询所述虚拟脉振矢量合成表，得到对应的旋转矢量，确定矩阵变换器各开关管的导通状态及占空比，完成控制。

[0013] 进一步地，所述使用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表，包括：

[0014] 用任意一个正向旋转矢量和一个逆向旋转矢量按各50％占空比合成，得到一个虚拟脉振矢量，得到所述虚拟脉振矢量合成表。

[0015] 进一步地，所述获得定子磁链相角，包括：

[0016] 获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

[0017] 根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

[0018] 根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

[0019] 根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

[0020] 根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

[0021] 根据公式 得到所述定子磁链相角

[0022] 进一步地，所述获得转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量，包括：

[0023] 获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

[0024] 根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

[0025] 根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

[0026] 根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

[0027] 根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

[0028] 根据公式 得到定子磁链幅值|Ψs|；

[0029] 根据公式 得到电磁转矩Te；式中，p为电机极对数；

[0030] 根据公式ΔTe＝Te*‑Te得到转矩误差ΔTe；式中，Te*为电磁转矩参考值；

[0031] 根据公式Δ|ψs|＝|ψs|*‑|ψs|得到磁链误差Δ|Ψs|；式中，|Ψs|*为定子磁链幅值参考值；

[0032] 根据表达式 得到转矩滞环比较器的输出量CT；式中，BT为转矩滞环上限，‑BT为转矩滞环下限；

[0033] 根据表达式 得到磁链滞环比较器的输出量CΨ；式中，BΨ为磁链滞环上限，‑BΨ为磁链滞环下限。

[0034] 进一步地，所述获得输入电压相角，包括：

[0035] 获得矩阵变换器的输入三相电压ua、ub、uc；

[0036] 根据公式 得到两相静止坐标系分量ualpha和ubeta；

[0037] 根据公式 得到所述输入电压相角αi；式中，arctan()表示反正切三角函数。

[0038] 本发明还提供了一种采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制装置，包括：

[0039] 虚拟脉振矢量合成模块，用于使用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表；所述虚拟脉振矢量合成表至少包括：虚拟脉振矢量与旋转矢量之间的对应关系；

[0040] 矢量方向表构建模块，用于确定各所述虚拟脉振矢量的实时方向，得到虚拟脉振矢量方向表；所述虚拟脉振矢量方向表至少包括：虚拟脉振矢量与不同输入电压相角、矢量方向之间的对应关系；

[0041] 控制开关表构建模块，用于构建基于虚拟脉振矢量的矩阵变换器‑直接转矩控制开关表；所述开关表至少包括：与不同定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量对应的矢量的方向；

[0042] 数据获取模块，用于获得定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量、输入电压相角；

[0043] 矢量方向获取模块，用于根据所述定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量查询所述开关表，得到对应的矢量的方向；

[0044] 虚拟脉振矢量获取模块，用于根据所述矢量的方向和输入电压相角查询所述虚拟脉振矢量方向表，得到对应的虚拟脉振矢量；

[0045] 控制模块，用于根据所述虚拟脉振矢量查询所述虚拟脉振矢量合成表，得到对应的旋转矢量，确定矩阵变换器各开关管的导通状态及占空比，完成控制。

[0046] 进一步地，所述虚拟脉振矢量合成模块，具体用于用任意一个正向旋转矢量和一个逆向旋转矢量按各50％占空比合成，得到一个虚拟脉振矢量，得到所述虚拟脉振矢量合成表。

[0047] 进一步地，所述数据获取模块，至少包括：第一数据获取单元，用于获得所述定子磁链相角；

[0048] 所述第一数据获取单元，包括：

[0049] 第一数据获取子单元，用于获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

[0050] 第一运算子单元，用于根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

[0051] 第二运算子单元，用于根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

[0052] 第三运算子单元，用于根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

[0053] 第四运算子单元，用于根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

[0054] 第五运算子单元，用于根据公式 得到所述定子磁链相角

[0055] 进一步地，所述数据获取模块，至少包括：第二数据获取单元，用于获得所述转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量；

[0056] 所述第二数据获取单元，包括：

[0057] 第二数据获取子单元，用于获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

[0058] 第六运算子单元，用于根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

[0059] 第七运算子单元，用于根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

[0060] 第八运算子单元，用于根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

[0061] 第九运算子单元，用于根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

[0062] 第十运算子单元，用于根据公式 得到定子磁链幅值|Ψs|；

[0063] 第十一运算子单元，用于根据公式 得到电磁转矩Te；式中，p为电机极对数；

[0064] 第十二运算子单元，用于根据公式ΔTe＝Te*‑Te得到转矩误差ΔTe；式中，Te*为电磁转矩参考值；

[0065] 第十三运算子单元，用于根据公式Δ|ψs|＝|ψs|*‑|ψs|得到磁链误差Δ|Ψs|；式*中，|Ψs|为定子磁链幅值参考值；

[0066] 第一分析子单元，用于根据表达式 得到所述转矩滞环比较器的输出量CT；式中，BT为转矩滞环上限，‑BT为转矩滞环下限；

[0067] 第二分析子单元，用于根据表达式 得到所述磁链滞环比较器的输出量CΨ；式中，BΨ为磁链滞环上限，‑BΨ为磁链滞环下限。

[0068] 进一步地，所述数据获取模块，至少包括：第三数据获取单元，用于获得所述输入电压相角；

[0069] 所述第三数据获取单元，包括：

[0070] 第三数据获取子单元，用于获得矩阵变换器的输入三相电压ua、ub、uc；

[0071] 第十四运算子单元，用于根据公式 得到两相静止坐标系分量ualpha和ubeta；

[0072] 第十五运算子单元，用于根据公式 得到所述输入电压相角αi；式中，arctan()表示反正切三角函数。

[0073] 本发明中提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：

[0074] 先使用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表；再确定各虚拟脉振矢量的实时方向，得到虚拟脉振矢量方向表；构建基于虚拟脉振矢量的矩阵变换器‑直接转矩控制开关表；接着根据获得的定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量查询开关表，得到对应的矢量的方向；再根据矢量的方向和输入电压相角查询虚拟脉振矢量方向表，得到对应的虚拟脉振矢量；最后根据虚拟脉振矢量查询虚拟脉振矢量合成表，得到对应的旋转矢量，确定矩阵变换器各开关管的导通状态及占空比，完成控制。利用旋转矢量共模电压为零的特性，可以有效抑制共模电压，同时不增加任何硬件设备，解决了现有技术中电机系统的体积和重量均增加的技术问题，实现了保证矩阵变换器功率密度的技术效果。

附图说明

[0075] 图1为本发明实施例提供的采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制方法的流程图；

[0076] 图2为本发明实施例中各虚拟脉振矢量的幅值随输入电压相角αi的变化曲线；

[0077] 图3为本发明实施例的实施原理图；

[0078] 图4为本发明实施例中所用矩阵变换器的结构简图；

[0079] 图5为本发明实施例中转矩滞环比较器的原理图；

[0080] 图6为本发明实施例中磁链滞环比较器的原理图；

[0081] 图7为本发明实施例中MC旋转矢量与导通开关器件的对应关系表；

[0082] 图8为本发明实施例的实施原理示意图；

[0083] 图9为电机转速200r/min条件下传统控制方法的共模电压波形图；

[0084] 图10为电机转速200r/min条件下本发明实施例提供的抑制方法的共模电压波形图；

[0085] 图11为电机转速先从500r/min阶跃至‑500r/min，1s后再阶跃至500r/min条件下传统控制方法的电磁转矩、转速和电机A相电流波形图；

[0086] 图12为电机转速先从500r/min阶跃至‑500r/min，1s后再阶跃至500r/min条件下本发明实施例提供的抑制方法的电磁转矩、转速和电机A相电流波形图；

[0087] 图13为本发明实施例提供的采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制装置的模块图。

具体实施方式

[0088] 本发明实施例通过提供一种采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制方法及装置，解决了现有技术中电机系统的体积和重量均增加的技术问题，实现了保证矩阵变换器功率密度的技术效果。

[0089] 本发明实施例中的技术方案为解决上述问题，总体思路如下：

[0090] 用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，并建立使用虚拟脉振矢量的开关表，通过查询开关表选取由旋转矢量合成的虚拟脉振矢量，利用MC旋转矢量共模电压为零的特性，可以有效抑制共模电压，同时不增加任何硬件设备，避免了像现有技术那样电机系统的体积和重量均增加，保证了矩阵变换器功率密度。而且还保持了DTC不依赖电机参数、计算简单、动态性能好等优势。

[0091] 为了更好地理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明。

[0092] 参见图1，本发明实施例提供的采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制方法，包括：

[0093] 步骤S110：使用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表；虚拟脉振矢量合成表至少包括：虚拟脉振矢量与旋转矢量之间的对应关系；

[0094] 对本步骤进行具体说明，使用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表，包括：

[0095] 用任意一个正向旋转矢量和一个逆向旋转矢量按各50％占空比合成，得到一个虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表。

[0096] 具体地，在矩阵变换器(MC)的6个旋转矢量中，+10、+11、+12三个矢量的旋转方向与输入电压矢量的旋转方向相同，因而被称为正向旋转矢量；‑10、‑11、‑12三个矢量的旋转方向与输入电压矢量的旋转方向相反，因而被称为逆向旋转矢量；各旋转矢量的幅值和相角如下表所示：

[0097]

[0098]

[0099] 用任意一个正向旋转矢量和一个逆向旋转矢量按各50％占空比合成，可得到一个虚拟脉振矢量；以+10和‑10这两个旋转矢量为例，将由它们合成的虚拟脉振矢量记为P1；+10和‑10两个旋转矢量用复数形式表示为：

[0100]

[0101]

[0102] 式中，Vim和αi分别为输入电压矢量的幅值和相角，则P1的表达式为

[0103]

[0104] 可见，合成的虚拟脉振矢量P1的相角始终为0，幅值为Vimcosαi，按正弦规律不断变化，因而P1的方向始终在同一条直线上，实际相角可能为0或π；

[0105] 同理可以合成其他虚拟脉振矢量，共得到9个虚拟脉振矢量P1‑P9，它们的幅值和相角如下表所示：

[0106]

[0107]

[0108] 由上表可知，P1、P4、P7的幅值与ua的幅值相同，P2、P5、P8的幅值与ub的幅值相同，P3、P6、P9的幅值与uc的幅值相同，由此可作出P1‑P9的幅值随输入电压相角的变化曲线，如图2所示；

[0109] 记V1‑V6分别为0、π/3、2π/3、π、4π/3、5π/3六个方向，则图2中|P1|、|P2|、|P3|的值为正时代表矢量位于V1方向，值为负时代表矢量位于V4方向；|P4|、|P5|、|P6|的值为正时代表矢量位于V5方向，值为负时代表矢量位于V2方向；|P7|、|P8|、|P9|的值为正时代表矢量位于V3方向，值为负时代表矢量位于V6方向。

[0110] 步骤S120：确定各虚拟脉振矢量的实时方向，得到虚拟脉振矢量方向表；虚拟脉振矢量方向表至少包括：虚拟脉振矢量与不同输入电压相角、矢量方向之间的对应关系；

[0111] 具体地，由于每个虚拟脉振矢量的实际方向有两种情况，取决于αi的取值，因此，需要依据αi的取值范围确定各个虚拟脉振矢量的方向。根据图2，对于不同的αi取值范围，有如下六种情形：

[0112] 情形1：当αi∈(0,π/3)时，P1、P4、P7分别位于V1、V5、V3方向，P3、P6、P9分别位于V4、V2、V6方向，而P2、P5、P8的方向不确定，因此V1‑V6各方向存在的矢量分别为P1、P6、P7、P3、P4、P9；

[0113] 情形2：当αi∈(π/3,2π/3)时，P2、P5、P8分别位于V1、V5、V3方向，P3、P6、P9分别位于V4、V2、V6方向，而P1、P4、P7的方向不确定，因此V1‑V6各方向存在的矢量分别为P2、P6、P8、P3、P5、P9；

[0114] 情形3：当αi∈(2π/3,3)时，P2、P5、P8分别位于V1、V5、V3方向，P1、P4、P7分别位于V4、V2、V6方向，而P3、P6、P9的方向不确定，因此V1‑V6各方向存在的矢量分别为P2、P4、P8、P1、P5、P7；

[0115] 情形4：当αi∈(π,4π/3)时，P3、P6、P9分别位于V1、V5、V3方向，P1、P4、P7分别位于V4、V2、V6方向，而P2、P5、P8的方向不确定，因此V1‑V6各方向存在的矢量分别为P3、P4、P9、P1、P6、P7；

[0116] 情形5：当αi∈(4π/3,5π/3)时，P3、P6、P9分别位于V1、V5、V3方向，P2、P5、P8分别位于V4、V2、V6方向，而P1、P4、P7的方向不确定，因此V1‑V6各方向存在的矢量分别为P3、P5、P9、P2、P6、P8；

[0117] 情形6：当αi∈(5π/3,2π)时，P1、P4、P7分别位于V1、V5、V3方向，P2、P5、P8分别位于V4、V2、V6方向，而P3、P6、P9的方向不确定，因此V1‑V6各方向存在的矢量分别为P1、P5、P7、P2、P4、P8；

[0118] 综合情形1‑情形6，可得到αi在任意取值范围内各个虚拟脉振矢量的方向，如下表所示：

[0119]

[0120] 步骤S130：构建基于虚拟脉振矢量的矩阵变换器‑直接转矩控制开关表；开关表至少包括：与不同定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量对应的矢量的方向；

[0121] 具体地，由于任意时刻在V1‑V6各方向均存在一个虚拟脉振矢量，因此，可以采用传统两电平逆变器DTC开关表的构建方案来构建基于虚拟脉振矢量的MC‑DTC开关表；

[0122] 完整的MC‑DTC开关表由前、后两级表格级联构成，其中后级开关表即为虚拟脉振矢量方向表，前级开关表为传统两电平逆变器DTC开关表，如下表所示：

[0123]

[0124] 上表中，θΨs为定子磁链相角，Ψs+和Te+分别代表增加磁链和增加转矩，Ψs‑和Te‑分别代表减小磁链和减小转矩。

[0125] 步骤S140：获得定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量、输入电压相角；

[0126] 具体地，获得定子磁链相角，包括：

[0127] 获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

[0128] 根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

[0129] 根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

[0130] 根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

[0131] 根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

[0132] 根据公式 得到定子磁链相角θΨs。

[0133] 获得转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量，包括：

[0134] 获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

[0135] 根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

[0136] 根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

[0137] 根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

[0138] 根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

[0139] 根据公式 得到定子磁链幅值|Ψs|；

[0140] 根据公式 得到电磁转矩Te；式中，p为电机极对数；

[0141] 根据公式ΔTe＝Te*‑Te得到转矩误差ΔTe；式中，Te*为电磁转矩参考值；

[0142] 根据公式Δ|ψs|＝|ψs|*‑|ψs|得到磁链误差Δ|Ψs|；式中，|Ψs|*为定子磁链幅值参考值；

[0143] 根据表达式 得到转矩滞环比较器的输出量CT；式中，BT为转矩滞环上限，‑BT为转矩滞环下限；

[0144] 根据表达式 得到磁链滞环比较器的输出量CΨ；式中，BΨ为磁链滞环上限，‑BΨ为磁链滞环下限。

[0145] 获得输入电压相角，包括：

[0146] 获得矩阵变换器的输入三相电压ua、ub、uc；

[0147] 根据公式 得到两相静止坐标系分量ualpha和ubeta；

[0148] 根据公式 得到输入电压相角αi；式中，arctan()表示反正切三角函数。

[0149] 步骤S150：根据定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量查询开关表，得到对应的矢量的方向，即根据DTC对转矩及磁链的控制需求查询传统两电平逆变器DTC开关表，从V1‑V6中选出所需电压矢量的方向。

[0150] 步骤S160：根据矢量的方向和输入电压相角查询虚拟脉振矢量方向表，得到对应的虚拟脉振矢量，即选出位于该方向的虚拟脉振矢量。

[0151] 步骤S170：根据虚拟脉振矢量查询虚拟脉振矢量合成表，得到对应的旋转矢量，确定矩阵变换器各开关管的导通状态及占空比，完成控制。

[0152] 具体地，可以通过预设的各旋转矢量与矩阵变换器各开关管的导通状态的对应关系，来确定矩阵变换器各开关管的导通状态。再利用换流控制电路实现安全换流，驱动电机系统运行，完成控制。

[0153] 举例说明查表过程：假设定子磁链相角θΨs∈(‑π/6,π/6)，并假设滞环比较器的输出要求是减小磁链、增大转矩，则通过查询两电平逆变器DTC开关表得到矢量方向为V3；假设输入电压相角αi∈(0,π/3)，则通过查询虚拟脉振矢量方向表得到虚拟脉振矢量P7；P7由+12和‑11合成，因此，在下一个控制周期内按各50％占空比施加旋转矢量+12和‑11。

[0154] 下面结合具体的实例和附图对本发明实施例做进一步详述。图3为本发明实施例的实施原理图，本发明实施例的抑制方法包括以下步骤：

[0155] (1)计算输入电压矢量相角αi，定子磁链幅值|Ψs|、定子磁链相角θΨs，电磁转矩Te。

[0156] (1.1)计算输入电压矢量相角αi。检测矩阵变换器的输入三相电压ua、ub、uc，将其变换为两相静止坐标系分量ualpha和ubeta，计算输入电压矢量相角αi。公式如下：

[0157]

[0158]

[0159] 式中，arctan()表示反正切三角函数。

[0160] (1.2)计算输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ。检测矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC，将其变换为两相静止坐标系分量iα和iβ。公式如下：

[0161]

[0162] (1.3)计算输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ。检测矩阵变换器的输入三相电压ua、ub、uc，通过矩阵变换器传输矩阵计算输出三相电压uA、uB、uC，将其变换为两相静止坐标系分量uα和uβ。公式如下：

[0163]

[0164] 式中，spq(t)为图4所示双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}。

[0165]

[0166] (1.4)计算定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ。公式如下：

[0167] ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr

[0168] ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr

[0169] 式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角。

[0170] (1.5)计算定子磁链幅值|Ψs|和定子磁链相角θΨs。公式如下：

[0171]

[0172]

[0173] (1.6)计算电磁转矩Te。公式如下：

[0174]

[0175] 式中，p为电机极对数。

[0176] (2)获得转矩滞环比较器的输出量CT和磁链滞环比较器的输出量CΨ。CT取值+1、‑1分别代表增大转矩、减小转矩，即Te+、Te‑；CΨ取值+1、‑1分别代表增大磁链、减小磁链，即Ψs+、Ψs‑。转矩滞环比较器和磁链滞环比较器的原理如图5和图6所示。图中，BT为转矩滞环上限，‑BT为转矩滞环下限，表示转矩环宽，一般取0.5％到5％倍额定转矩；BΨ为磁链滞环上限，‑BΨ为磁链滞环下限，表示磁链环宽，一般取0.1％到2％倍永磁体磁链。图中ΔTe、Δ|Ψs|分别为转矩误差和磁链误差，计算公式如下：

[0177] ΔTe＝Te*‑Te

[0178] Δ|ψs|＝|ψs|*‑|ψs|

[0179] 式中，Te*和|Ψs|*分别为电磁转矩参考值和定子磁链幅值参考值。

[0180] (3)根据滞环比较器的输出CT、CΨ以及定子磁链相角θΨs查MC‑DTC开关表，获得矢量的方向，即V1‑V6之一。

[0181] (4)根据获得的矢量方向以及输入电压相角αi查虚拟脉振矢量方向表，获得虚拟脉振矢量，即P1‑P9之一。

[0182] (5)根据虚拟脉振矢量的定义确定所需的旋转矢量，从而确定MC各开关管的导通状态及占空比。利用换流控制电路实现安全换流，驱动电机系统运行。MC旋转矢量对应的导通开关管如图7所示。

[0183] 本发明实施例提供矩阵变换器直接转矩控制方法实施如图8所示，本发明实施例提供矩阵变换器直接转矩控制方法已在一台1.6kW样机上进行了实验验证，电机系统动、静态性能良好，且共模电压得到了有效抑制。

[0184] 本发明实施例提供的MC‑DTC控制方法和传统MC‑DTC稳态下共模电压波形如图9和图10所示。试验条件为电机转速200r/min。对比图中波形可见，本发明实施例提供的抑制方法能够有效抑制共模电压。

[0185] 本发明实施例提供的MC‑DTC控制方法和传统MC‑DTC暂态对比试验波形如图11和图12所示。试验条件为电机转速先从500r/min阶跃至‑500r/min，1s后再阶跃至500r/min。由图可见，本发明实施例提供的抑制方法继承了传统DTC方法动态响应快的特点。

[0186] 参见图13，本发明实施例提供的采用虚拟脉振矢量的共模电压抑制装置，包括：

[0187] 虚拟脉振矢量合成模块100，用于使用旋转方向相反的旋转矢量合成虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表；虚拟脉振矢量合成表至少包括：虚拟脉振矢量与旋转矢量之间的对应关系；

[0188] 具体地，虚拟脉振矢量合成模块100，具体用于用任意一个正向旋转矢量和一个逆向旋转矢量按各50％占空比合成，得到一个虚拟脉振矢量，得到虚拟脉振矢量合成表。

[0189] 矢量方向表构建模块200，用于确定各虚拟脉振矢量的实时方向，得到虚拟脉振矢量方向表；虚拟脉振矢量方向表至少包括：虚拟脉振矢量与不同输入电压相角、矢量方向之间的对应关系；

[0190] 控制开关表构建模块300，用于构建基于虚拟脉振矢量的矩阵变换器‑直接转矩控制开关表；开关表至少包括：与不同定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量对应的矢量的方向；具体地，由于任意时刻在V1‑V6各方向均存在一个虚拟脉振矢量，因此，可以采用传统两电平逆变器DTC开关表的构建方案来构建基于虚拟脉振矢量的MC‑DTC开关表；完整的MC‑DTC开关表由前、后两级表格级联构成，其中后级开关表即为虚拟脉振矢量方向表，前级开关表为传统两电平逆变器DTC开关表。

[0191] 数据获取模块400，用于获得定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量、输入电压相角；

[0192] 具体地，数据获取模块400，至少包括：第一数据获取单元，用于获得定子磁链相角；

[0193] 第一数据获取单元，包括：

[0194] 第一数据获取子单元，用于获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

[0195] 第一运算子单元，用于根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

[0196] 第二运算子单元，用于根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

[0197] 第三运算子单元，用于根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

[0198] 第四运算子单元，用于根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

[0199] 第五运算子单元，用于根据公式 得到定子磁链相角θΨs。

[0200] 数据获取模块400，还包括：第二数据获取单元，用于获得转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量；

[0201] 第二数据获取单元，包括：

[0202] 第二数据获取子单元，用于获得矩阵变换器的输出三相电流iA、iB、iC和输入三相电压ua、ub、uc；

[0203] 第六运算子单元，用于根据公式 得到输出电流两相静止坐标系分量iα和iβ；

[0204] 第七运算子单元，用于根据公式 得到输出三相电压uA、uB、uC；式中，spq(t)为双向开关器件Spq的开关函数，spq(t)＝1表示开关闭合，spq(t)＝0表示开关关断，p∈{A,B,C}，q∈{a,b,c}；

[0205] 第八运算子单元，用于根据公式 得到输出电压两相静止坐标系分量uα和uβ；

[0206] 第九运算子单元，用于根据公式ψα＝∫(uα‑Rsiα)dt+ψmcosθr和ψβ＝∫(uβ‑Rsiβ)dt+ψmsinθr得到定子磁链两相静止坐标系分量Ψα和Ψβ；式中，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，θr为永磁体磁链与电机A相绕组的夹角；

[0207] 第十运算子单元，用于根据公式 得到定子磁链幅值|Ψs|；

[0208] 第十一运算子单元，用于根据公式 得到电磁转矩Te；式中，p为电机极对数；

[0209] 第十二运算子单元，用于根据公式ΔTe＝Te*‑Te得到转矩误差ΔTe；式中，Te*为电磁转矩参考值；

[0210] 第十三运算子单元，用于根据公式Δ|ψs|＝|ψs|*‑|ψs|得到磁链误差Δ|Ψs|；式*中，|Ψs|为定子磁链幅值参考值；

[0211] 第一分析子单元，用于根据表达式 得到转矩滞环比较器的输出量CT；式中，BT为转矩滞环上限，‑BT为转矩滞环下限；

[0212] 第二分析子单元，用于根据表达式 得到磁链滞环比较器的输出量CΨ；式中，BΨ为磁链滞环上限，‑BΨ为磁链滞环下限。

[0213] 数据获取模块400，可以包括：第三数据获取单元，用于获得输入电压相角；

[0214] 第三数据获取单元，包括：

[0215] 第三数据获取子单元，用于获得矩阵变换器的输入三相电压ua、ub、uc；

[0216] 第十四运算子单元，用于根据公式 得到两相静止坐标系分量ualpha和ubeta；

[0217] 第十五运算子单元，用于根据公式 得到输入电压相角αi；式中，arctan()表示反正切三角函数。

[0218] 矢量方向获取模块500，用于根据定子磁链相角、转矩滞环比较器的输出量、磁链滞环比较器的输出量查询开关表，得到对应的矢量的方向，即根据DTC对转矩及磁链的控制需求查询传统两电平逆变器DTC开关表，从V1‑V6中选出所需电压矢量的方向。

[0219] 虚拟脉振矢量获取模块600，用于根据矢量的方向和输入电压相角查询虚拟脉振矢量方向表，得到对应的虚拟脉振矢量，即选出位于该方向的虚拟脉振矢量。

[0220] 控制模块700，用于根据虚拟脉振矢量查询虚拟脉振矢量合成表，得到对应的旋转矢量，确定矩阵变换器各开关管的导通状态及占空比，完成控制。具体地，可以通过预设的各旋转矢量与矩阵变换器各开关管的导通状态的对应关系，来确定矩阵变换器各开关管的导通状态。再利用换流控制电路实现安全换流，驱动电机系统运行，完成控制。

[0221] 技术效果

[0222] 本发明实施例具体涉及一种采用直接转矩控制的矩阵变换器‑永磁同步电机驱动系统的性能改善方法。本发明实施例用旋转方向相反的两个MC旋转矢量按各50％的占空比进行矢量合成，得到的虚拟矢量具有在固定直线上脉振的特征。与现有技术相比，本发明实施例可以有效抑制共模电压，并保证了矩阵变换器功率密度。而且还保持了DTC不依赖电机参数、计算简单、动态性能好等优势。

[0223] 本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD‑ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

[0224] 本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

[0225] 这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

[0226] 这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

[0227] 尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

[0228] 显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。