斜波注入电路及其在开关电源中的误差补偿方法转让专利
申请号 : CN202110391755.9
文献号 : CN113114030B
文献日 : 2022-03-29
发明人 : 向本才
申请人 : 成都稳海半导体有限公司
摘要 :
权利要求 :
1.一种斜波注入电路,其特征在于,包括斜波电压产生模块和误差补偿模块;
所述斜波电压产生模块包括电容和充电电流产生单元,所述充电电流产生单元用于产生与开关电源输出电压和参考电压的差值相关的充电电流;所述斜波电压产生模块由控制信号控制,当所述控制信号为第一状态时利用所述充电电流对所述电容充电使得所述电容上的电压上升,当所述控制信号为第二状态时对所述电容放电,使得所述电容上的电压降为零;
所述误差补偿模块用于产生与所述参考电压成比例的补偿电压,所述斜波注入电路将所述电容上的电压减去所述补偿电压后作为最终的斜波电压。
2.根据权利要求1所述的斜波注入电路,其特征在于,所述斜波电压产生模块包括第一开关和第二开关,第一开关的一端连接所述电容的一端和第二开关的一端,第一开关的另一端和所述电容的另一端接地,第二开关的另一端连接所述充电电流;第一开关和第二开关由所述控制信号控制,当所述控制信号为第一状态时控制第二开关导通、第一开关断开,当所述控制信号为第二状态时控制第二开关断开、第一开关导通。
3.根据权利要求1或2所述的斜波注入电路,其特征在于,所述充电电流产生单元包括误差放大器和跨导放大器,误差放大器的两个输入端分别连接所述开关电源输出电压的采样值和所述参考电压,其输出端连接所述跨导放大器的输入端,所述跨导放大器的输出端输出所述充电电流。
4.根据权利要求3所述的斜波注入电路,其特征在于,所述跨导放大器包括第一放大器、第一NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管和第一电阻,第一放大器的正向输入端连接所述误差放大器的输出端,其负向输入端连接第一NMOS管的源极并通过第一电阻后接地,其输出端连接第一NMOS管的栅极;第二PMOS管的栅极连接第一PMOS管的栅极和漏极以及第一NMOS管的漏极,其源极连接第一PMOS管的源极并连接供电电源,其漏极输出所述充电电流。
5.根据权利要求1、2或4所述的斜波注入电路,其特征在于,所述误差补偿模块包括第二放大器、第二电阻、第三电阻、第四电阻和第五电阻,第二电阻和第三电阻串联并接在所述参考电压和地之间,其串联点连接第二放大器的正向输入端;第四电阻和第五电阻串联并接在第二放大器的输出端和地之间,其串联点连接第二放大器的负向输入端;第二放大器的输出端产生所述补偿电压。
6.开关电源中斜波电压的误差补偿方法,所述开关电源将参考电压叠加斜波电压后的信号作为比较基准用于与所述开关电源输出电压的反馈电压进行比较,并根据比较结果产生脉宽调制信号控制所述开关电源中开关器件的工作占空比,所述斜波电压与所述开关电源中开关器件的工作占空比有关,当所述开关电源中开关器件的工作占空比不同时所述叠加的斜波电压也不同,造成比较基准的变化;
其特征在于,所述开关电源中斜波电压的误差补偿方法包括如下步骤:步骤一、产生与所述开关电源输出电压的反馈电压和参考电压的差值相关的充电电流;
步骤二、所述开关电源中开关器件包括串联并接在供电电源和地之间的上功率管和下功率管,根据上功率管和下功率管串联点的信号产生控制信号,当所述控制信号为低电平时令所述充电电流对电容充电使得所述电容上的电压上升,当所述控制信号为高电平时控制所述电容放电,使得所述电容上的电压降为零;
步骤三、将所述参考电压叠加所述电容上的电压并减去与所述参考电压成比例的补偿电压后的信号作为最终的比较基准用于与所述开关电源输出电压的反馈电压进行比较,使得所述开关电源输出电压恒定,消除斜波电压带来的误差。
7.根据权利要求6所述的开关电源中斜波电压的误差补偿方法,其特征在于,将所述开关电源输出电压的反馈电压与参考电压输入到一个误差放大器中获得误差电压,再经过一个跨导放大器将所述误差电压转换为电流信号得到所述充电电流。
8.根据权利要求7所述的开关电源中斜波电压的误差补偿方法,其特征在于,当时,直接将所述参考电压作为所述补偿电压,其中 为所述跨导放大器的跨导, 为所述供电电源的电压值, 为所述开关电源的工作周期,为所述电容的电容值, 为所述参考电压的电压值。
说明书 :
斜波注入电路及其在开关电源中的误差补偿方法
技术领域
方法。
背景技术
内部会集成斜波注入电路。如图1所示,传统内部集成斜波注入电路的固定导通时间开关电
源中,斜波注入电路产生斜波电压Vripple并与参考电压Vref叠加后与开关电源输出电压
Vout的反馈电压Vfb进行比较,根据比较结果进行脉冲宽度调制PWM。
中(b)、(c)、(d)分别是三种不同占空比对应的斜波电压Vripple与参考电压Vref叠加后再
与反馈电压Vfb进行比较的情况,图3中(a)是将图3中(b)、(c)、(d)三种情况画在一起的示
意图,可以看出三种不同占空比对应的斜波电压Vripple不同,导致Vripple与Vref叠加的
值不同,从而导致反馈电压Vfb的变化。
见传统的斜波注入电路会令开关电源引入输出误差,需要提出一种能够补偿输出误差的斜
波注入电路。
发明内容
代替传统的固定电流为电容充电得到初始的斜波电压,并将初始的斜波电压减去与参考电
压成比例的补偿电压得到最终的斜波电压,另外还提出将本发明的斜波注入电路应用于开
关电源中的方案,消除开关电源的输出误差。
控制信号控制,当所述控制信号为第一状态时利用所述充电电流对所述电容充电使得所述
电容上的电压上升,当所述控制信号为第二状态时对所述电容放电,使得所述电容上的电
压降为零;
关的另一端连接所述充电电流;第一开关和第二开关由所述控制信号控制,当所述控制信
号为第一状态时控制第二开关导通、第一开关断开,当所述控制信号为第二状态时控制第
二开关断开、第一开关导通。
导放大器的输入端,所述跨导放大器的输出端输出所述充电电流。
第一NMOS管的源极并通过第一电阻后接地,其输出端连接第一NMOS管的栅极;第二PMOS管
的栅极连接第一PMOS管的栅极和漏极以及第一NMOS管的漏极,其源极连接第一PMOS管的源
极并连接供电电源,其漏极输出所述充电电流。
器的正向输入端;第四电阻和第五电阻串联并接在第二放大器的输出端和地之间,其串联
点连接第二放大器的负向输入端;第二放大器的输出端产生所述补偿电压。
产生脉宽调制信号控制所述开关电源中开关器件的工作占空比,所述斜波电压与所述开关
电源中开关器件的工作占空比有关,当所述开关电源中开关器件的工作占空比不同时所述
叠加的斜波电压也不同,造成比较基准的变化;
电平时令所述充电电流对电容充电使得所述电容上的电压上升,当所述控制信号为高电平
时控制所述电容放电,使得所述电容上的电压降为零;
较,使得比较基准恒定,消除斜波电压带来的误差。
流。
所述电容的电容值,Vref为所述参考电压的电压值。
压进行补偿,实现了对传统斜波电压在系统上产生误差的补偿;将本发明应用于开关电源
中,能够实现不同占空比情况下开关电源的输出电压保持恒定,消除了开关电源的输出误
差。
附图说明
式提供了本发明的一些实施例。为简明起见,不同附图中具有相同功能的相同或类似的组
件或结构采用相同的附图标记。
考电压Vref叠加后信号Vref+Vripple的波形图、以及对应反馈电压Vfb的波形图,图(a)为
整合三种情况的的对比图,可以看出在不同的占空比情况下,开关电源的反馈电压Vfb不
同,输出电压也不同,具有较大误差。
以及将参考电压Vref叠加初始的斜波电压Vripple并减去补偿电压Vec后与开关电源输出
电压的反馈电压进行比较的波形图,图(a)为整合三种情况的的对比图,可以看出在不同的
占空比情况下,其开关电源的反馈电压相同,即输出电压相同,由于斜波电压引入的误差得
以补偿。
及产生的补偿电压Vec的波形图,图(a)为整合三种情况的的对比图,可以看出在不同的占
空比情况下,斜波电压Vripple的峰值不同,将补偿电压Vec保持与斜波电压Vripple的峰值
相同,以补偿由于斜波电压引入的误差。
具体实施方式
本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它
实施例,都属于本发明保护的范围。
存在任何这种实际的关系或者顺序。比如控制信号的第一状态和第二状态可以互换,可以
是第一状态表示高电平、第二状态表示低电平,也可以是第一状态表示低电平、第二状态表
示高电平,不影响本发明技术方案的实现。
固定电流为电容充电,但本发明提出的充电电流产生单元产生与开关电源输出电压和参考
电压的差值相关的电流作为充电电流;如图6所示给出了充电电流产生单元的一种具体实
现结构,充电电流产生单元包括误差放大器204和跨导放大器205,误差放大器204的两个输
入端分别连接开关电源输出电压Vout的采样值(如利用分压电阻对开关电源输出电压Vout
进行分压获得的反馈电压Vfb)和参考电压Vref,误差放大器204的输出端连接跨导放大器
205的输入端,跨导放大器205的输出端输出充电电流。由于误差放大器204虚短,稳定时有
Vfb=Vref,且Vfb=Vref+Vripple‑Vec,故稳定时有Vripple=Vec,因此斜波引入的误差得
以补偿。
向输入端连接误差放大器的输出端,其负向输入端连接第一NMOS管303的源极并通过第一
电阻302后接地,其输出端连接第一NMOS管303的栅极;第二PMOS管305的栅极连接第一PMOS
管304的栅极和漏极以及第一NMOS管303的漏极,其源极连接第一PMOS管304的源极并连接
供电电源,其漏极输出充电电流。
态时对电容201放电,使得电容201上的电压降为零。
关203的另一端和电容201的另一端接地,第二开关202的另一端连接充电电流;第一开关和
第二开关由控制信号Vsw控制,当控制信号Vsw为第一状态时控制第二开关202导通、第一开
关203断开,充电电流对电容201充电使得电容201电压上升;当控制信号Vsw为第二状态时
控制第二开关202断开、第一开关203导通,电容201上的电压放电到零。
始的斜波电压Vripple减去补偿电压Vec后得到的信号作为最终的斜波电压。
403和第三电阻404串联并接在参考电压Vref和地之间,其串联点连接第二放大器400的正
向输入端;第四电阻401和第五电阻402串联并接在第二放大器400的输出端和地之间,其串
联点连接第二放大器400的负向输入端;第二放大器400的输出端产生补偿电压Vec。图10所
示结构去掉了图9结构中的分压电阻,实现补偿电压Vec与参考电压Vref之间不同的比例。
的电压值,Tsw为开关电源的工作周期,C为电容的电容值,Vref为参考电压的电压值。
源。在将本发明应用于固定导通时间的开关电源时,可以根据开关电源中上功率管106和下
功率管107的连接处电压Vsw产生控制信号,比如图5所示实施例中直接取开关电源中上功
率管106和下功率管107的连接处电压Vsw作为控制信号Vsw,因此本实施例中控制信号Vsw
的第一状态为低电平,第二状态为高电平,如图3和图7所示,控制信号Vsw为低电平时初始
的斜波电压Vripple的电压值线性上升,控制信号Vsw为高电平时初始的斜波电压Vripple
的电压值为零。当然对于其他应用情况,控制信号Vsw的第一状态不仅限于低电平,也可以
是高电平,对应的控制信号Vsw的第二状态也不仅限于高电平,也可以是低电平。
斜波电压Vripple作为比较基准,再与开关电源输出电压的反馈电压Vfb进行比较,根据比
较结果来调整PWM脉宽调制模块101,由于斜波电压Vripple根据上功率管106和下功率管
107的连接处电压Vsw来产生,因此斜波电压Vripple与开关电源中开关器件的工作占空比
有关,当开关电源中开关器件的工作占空比不同时叠加的斜波电压Vripple也不同,造成了
比较基准的变化。而本发明利用反馈电压Vfb与参考电压Vref产生充电电流为电容充电获
得初始的斜波电压Vripple,再利用与参考电压Vref相关的补偿电压Vec对初始的斜波电压
Vripple进行补偿,将初始的斜波电压Vripple减去补偿电压Vec得到的信号作为最终斜波
电压用于开关电源中进行控制,从而利用补偿电压Vec补偿初始的斜波电压Vripple的斜波
峰值电压在系统上产生的误差。
器102的另一个正向输入端连接参考电压Vref,比较器102的另一个负向输入端连接输出电
压经过电阻分压后的反馈电压Vfb,使得参考电压Vref叠加初始的斜波电压Vripple并减去
补偿电压Vec后的信号作为新的比较基准与反馈电压Vfb进行比较。
馈电压Vfb的比较情况,图5中(a)是将图5中(b)、(c)、(d)三种情况画在一起的示意图,可以
看出三种不同占空比对应的斜波电压Vripple不同,但结合补偿电压Vec后得到的新的比较
基准与反馈电压Vfb的比较结果是相同的,因此不同占空比对应的反馈电压Vfb是相同的,
开关电源的输出电压Vout也相同,实现了对斜波电压引入误差的补偿。
压Vripple,同时误差补偿模块用于产生一个直流电压作为补偿电压,以补偿初始的斜波电
压Vripple的误差,实施例中虽然给出斜波电压产生模块和误差补偿模块的具体结构,但本
领域技术人员应当知晓,其余能够实现相同作用的结构都可以适用本发明,本领域的普通
技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具
体变形和组合,这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。