一种高功率密度辅助变流器的设计方法及变流器

摘要

本发明提出一种高功率密度辅助变流器的设计方法及变流器，其方法技术方案包括根据DCDC电路输出电压、输入电压及DCDC电路的变压器的匝数比获得DCDC电路在额定电压工作时的有效占空比以及DCDC电路的隔直电容；根据所述有效占空比获得DCDC电路的输出滤波电感及电感电流纹波，根据所述输出滤波电感及所述电感电流纹波获得有效占空比开始时刻及结束时刻的所述变压器的原边电流；根据所述DCDC电路的谐振电感确定所述DCDC电路的软开关范围；从滤波器无功容量角度确定所述逆变器电路的滤波器参数。本发明解决了现有变流器的设计方法降低电磁器件的体积和重量、降低开关器件的损耗上存在不足的问题。

权利要求

1.一种高功率密度辅助变流器的设计方法，其特征在于，应用于有轨电车，所述高功率密度辅助变流器包括串联连接的DCDC电路及逆变器电路，所述设计方法包括：有效占空比和隔直电容确定步骤：根据DCDC电路输出电压、输入电压及DCDC电路的变压器的匝数比获得DCDC电路在额定电压工作时的有效占空比以及DCDC电路的隔直电容；

原边电流确定步骤：根据所述有效占空比获得DCDC电路的输出滤波电感及电感电流纹波，根据所述输出滤波电感及所述电感电流纹波获得有效占空比开始时刻及结束时刻的所述变压器的原边电流；

软开关范围确定步骤：根据所述DCDC电路的谐振电感确定所述DCDC电路的软开关范围；

滤波器参数确定步骤：从滤波器无功容量角度确定所述逆变器电路的滤波器参数；

所述原边电流确定步骤中根据以下公式获得所述滤波电感：

式中，L0为滤波电感，V0为输出电压，Vc为隔直电容，n为变压器的匝数比，Deff为有效占空比，P为输出负载功率，f为开关频率；

所述原边电流确定步骤中根据以下公式获得所述电感电流纹波：

式中，ΔI为电感电流纹波。

2.根据权利要求1所述的高功率密度辅助变流器的设计方法，其特征在于，所述原边电流确定步骤进一步包括：根据所述DCDC电路的平均输出电流和所述电感电流纹确定输出滤波电感电流的最大值和最小值，并进一步根据所述输出滤波电感电流的最小值和所述变压器的匝数比确定所述有效占空比开始时刻的所述变压器的原边电流，根据所述输出滤波电感电流的最大值和所述变压器的匝数比确定所述有效占空比结束时刻的所述变压器的原边电流。

3.根据权利要求1所述的高功率密度辅助变流器的设计方法，其特征在于，所述软开关范围确定步骤中进一步包括，对所述有效占空比赋值，确定所述占空比丢失值，以确定所述谐振电感，并根据所述谐振电感确定所述软开关范围。

4.根据权利要求1所述的高功率密度辅助变流器的设计方法，其特征在于，所述DCDC电路的超前臂具有第一碳化硅器件和第三碳化硅器件，所述DCDC电路的滞后臂具有第二碳化硅器件和第四碳化硅器件，所述设计方法进一步包括：超前臂死区确定步骤：确定所述DCDC电路的超前臂死区，所述超前臂死区时间大于第一碳化硅器件断开后，所述第一碳化硅器件和所述第三碳化硅器件的寄生电容电荷转换时间；

滞后臂死区确定步骤：确定所述DCDC电路的滞后臂死区，所述滞后臂死区时间大于所述第四碳化硅器件断开后，第二碳化硅器件和第四碳化硅器件件的寄生电容电荷转换时间，并且所述滞后臂死区时间小于所述变压器的原边电流下降至0所需的时间。

5.根据权利要求1所述的高功率密度辅助变流器的设计方法，其特征在于，所述滤波器参数确定步骤中确定所述逆变器电路的滤波器参数的具体步骤为：将所述滤波器无功容量表示为：

式中，QLC为无功容量，L为三相滤波电感的电感值，S为逆变器的视在功率，λ为功率因数，fL为截止频率；

根据所述无功容量，确定所述逆变器电路的滤波器参数。

6.一种高功率密度辅助变流器，其特征在于，应用于有轨电车，采用如权利要求1‑5中任一项所述的高功率密度辅助变流器的设计方法，所述高功率密度辅助变流器包括：DCDC电路，将系统输入电压变换成稳定的直流电压输出；

逆变器电路，串联连接于所述DCDC电路，所述逆变器电路将所述直流电压逆变为三相交流电压后，经输出接触器输出至列车中压负载。

7.根据权利要求6所述的高功率密度辅助变流器，其特征在于，所述DCDC电路包括依次电性连接的输入电路、变压器及输出回路，所述输入电路包括四个碳化硅开关器件。

8.根据权利要求7所述的高功率密度辅助变流器，其特征在于，包括驱动电路，接收一驱动电压后控制所述碳化硅开关器件的导通或关断。

说明书

一种高功率密度辅助变流器的设计方法及变流器

技术领域

[0001] 本发明属于变流器技术领域，尤其涉及一种高功率密度辅助变流器的设计方法及变流器。

背景技术

[0002] 有轨电车是城市轨道交通车辆的一种，它具有中等运能、设计新颖、环境友好、资源节约的特点，其牵引系统是整个车辆的核心系统，辅助变流器是牵引系统的重要组成部分。低地板有轨电车由于其结构限制，要求辅助变流器具有高功率密度，实现高功率密度的方法主要有以下几种：采用中高频辅助方案、采用碳化硅等下一代功率器件、软开关技术应用、结构和拓扑的优化设计。通常需要结合以上几种方法同时进行变流器的减重设计。

[0003] 软开关技术是使变流器高频化的重要技术之一。利用谐振的原理，使开关器件中的电流或者电压按正弦或者准正弦规律变化。当电流自然过零时，使开关器件关断(或电压为零时，使开关器件开通)，从而减小开关损耗。它不仅解决了硬开关变流器中开关损耗的问题、容性开通的问题、感性关断的问题及二极管反向恢复的问题，而且解决了由硬开关引起的EMI问题。但在电路中并联或串联谐振网络，势必产生谐振损耗，并使电路受到固有问题的影响。组合软开关技术结合了无损耗吸收技术与谐振式零电压技术、零电流技术的优点。其基本原理是通过辅助管实现部分主管的零电流关断或零电压开通，使电路中既可存在零电压开通，也可存在零电流关断，同时既可包含零电流开通，也可包含零电流关断，4种状态可任意组合，是新的发展趋势。

[0004] SiC为代表的宽禁带半导体材料的制备、制造工艺的迅速发展，使得高压、大电流的SiC功率半导体器件逐渐投入市场。SiC功率器件以其特有的耐高温，耐高压，高工作频率等特性，可提高车辆牵引变流器效率，减小工作噪声并能够通过提高整机功率密度达到减轻整车重量的目的。SiC功率器件在轨道交通领域具有广阔的潜在市场。

发明内容

[0005] 本申请实施例提供了一种高功率密度辅助变流器的设计方法及变流器，以至少解决现有变流器的设计方法降低电磁器件的体积和重量、降低开关器件的损耗上存在不足的问题。

[0006] 第一方面，本申请实施例提供了一种高功率密度辅助变流器的设计方法，包括：有效占空比和隔直电容确定步骤：根据DCDC电路输出电压、输入电压及DCDC电路的变压器的匝数比获得DCDC电路在额定电压工作时的有效占空比以及DCDC电路的隔直电容；原边电流确定步骤：根据所述有效占空比获得DCDC电路的输出滤波电感及电感电流纹波，根据所述输出滤波电感及所述电感电流纹波获得有效占空比开始时刻及结束时刻的所述变压器的原边电流；软开关范围确定步骤：根据所述DCDC电路的谐振电感确定所述DCDC电路的软开关范围；滤波器参数确定步骤：从滤波器无功容量角度确定所述逆变器电路的滤波器参数。

[0007] 优选的，所述相似度计算步骤进一步包括：第一相似计算步骤，分别计算所述关键词和所述文档中每个所述知识子图的相似度；第二相似计算步骤，根据所述关键词和所述文档中每个所述知识子图的相似度，计算所述关键词和所述文档的整体相似度。

[0008] 优选的，所述原边电流确定步骤中根据以下公式获得所述滤波电感：

[0009]

[0010] 式中，L0为滤波电感，V0为输出电压，Vc为隔直电容，n为变压器的匝数比，Deff为有效占空比，P为输出负载功率，f为开关频率。

[0011] 优选的，所述原边电流确定步骤中根据以下公式获得所述电感电流纹波：

[0012]

[0013] 式中，ΔI为电感电流纹波。

[0014] 优选的，所述原边电流确定步骤进一步包括：

[0015] 根据所述DCDC电路的平均输出电流和所述电感电流纹确定输出滤波电感电流的最大值和最小值，并进一步根据所述输出滤波电感电流的最小值和所述变压器的匝数比确定所述有效占空比开始时刻的所述变压器的原边电流，根据所述输出滤波电感电流的最大值和所述变压器的匝数比确定所述有效占空比结束时刻的所述变压器的原边电流。

[0016] 优选的，所述软开关范围确定步骤中进一步包括，对所述有效占空比赋值，确定所述占空比丢失值，以确定所述谐振电感，并根据所述谐振电感确定所述软开关范围。

[0017] 优选的，所述DCDC电路的超前臂具有第一碳化硅器件和第三碳化硅器件，所述DCDC电路的滞后臂具有第二碳化硅器件和第四碳化硅器件，所述设计方法进一步包括：超前臂死区确定步骤：确定所述DCDC电路的超前臂死区，所述超前臂死区时间大于第一碳化硅器件断开后，所述第一碳化硅器件和所述第三碳化硅器件的寄生电容电荷转换时间；滞后臂死区确定步骤：确定所述DCDC电路的滞后臂死区，所述滞后臂死区时间大于所述第四碳化硅器件断开后，第二碳化硅器件和第四碳化硅器件件的寄生电容电荷转换时间，并且所述滞后臂死区时间小于所述变压器的原边电流下降至0所需的时间。

[0018] 优选的，所述滤波器参数确定步骤中确定所述逆变器电路的滤波器参数的具体步骤为：

[0019] 将所述滤波器无功容量表示为：

[0020]

[0021] 式中，QLC为无功容量，L为三相滤波电感的电感值，S为逆变器的视在功率，λ为功率因数，fL为截止频率；

[0022] 根据所述无功容量，确定所述逆变器电路的滤波器参数。

[0023] 第二方面，本申请实施例提供了一种高功率密度辅助变流器，基于上述一种高功率密度辅助变流器的设计方法，包括：DCDC电路，将系统输入电压变换成稳定的直流电压输出；逆变器电路，串联连接于所述DCDC电路，所述逆变器电路将所述直流电压逆变为三相交流电压后，经输出接触器输出至列车中压负载。

[0024] 在其中一些实施例中，所述DCDC电路包括依次电性连接的输入电路、变压器及输出回路，所述输入电路包括四个碳化硅开关器件。

[0025] 在其中一些实施例中，包括驱动电路，接收一驱动电压后控制所述碳化硅开关器件的导通或关断。

[0026] 相比于相关技术，本申请实施例提供的一种高功率密度辅助变流器的设计方法及基于上述方法的变流器能够有效降低变流器的体积重量；提供了一种软开关(ZVS)的设计方法，能够确定变压器原边漏感对软开关范围、占空比丢失、变压副边整流二极管的影响机理，能够减小副边整流二极管的电压应力，提高系统可靠性，降低系统成本；碳化硅器件应用技术中采用低感母排、低感电容的设计方法和驱动电路设计。能够有效降低高dv/dt、di/dt受系统杂散参数的影响。

附图说明

[0027] 此处所说明的附图用来提供对本申请的进一步理解，构成本申请的一部分，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：

[0028] 图1为本发明的一种高功率密度辅助变流器的设计方法流程图；

[0029] 图2为本发明的一种高功率密度辅助变流器的原理图；

[0030] 图3为本发明中驱动电路的结构图；

具体实施方式

[0031] 为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行描述和说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。基于本申请提供的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

[0032] 显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些示例或实施例，对于本领域的普通技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图将本申请应用于其他类似情景。此外，还可以理解的是，虽然这种开发过程中所作出的努力可能是复杂并且冗长的，然而对于与本申请公开的内容相关的本领域的普通技术人员而言，在本申请揭露的技术内容的基础上进行的一些设计，制造或者生产等变更只是常规的技术手段，不应当理解为本申请公开的内容不充分。

[0033] 在本申请中提及“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本申请的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域普通技术人员显式地和隐式地理解的是，本申请所描述的实施例在不冲突的情况下，可以与其它实施例相结合。

[0034] 除非另作定义，本申请所涉及的技术术语或者科学术语应当为本申请所属技术领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本申请所涉及的“一”、“一个”、“一种”、“该”等类似词语并不表示数量限制，可表示单数或复数。本申请所涉及的术语“包括”、“包含”、“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含；例如包含了一系列步骤或模块(单元)的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可以还包括没有列出的步骤或单元，或可以还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

[0035] 变流器的主要功能是将输入的直流电变换成三相AC380V的正弦交流电，给整车负载供电。变流器采用高频隔离方案，相比于工频隔离方案能够降低系统的重量。主电路拓扑采用移相全桥+三相逆变器。系统运行时DCDC电路将DC750V直流电变换成稳定DC630V直流电，逆变电路检测到中间环节输出电压满足要求时，将直流电再逆变成三相AC380V，给整车负载供电。

[0036] DCDC电路的主电路拓扑采用移相全桥电路，将系统输入电压(额定DC750V，波动范围DC500V‑DC900V)变换成稳定的直流电压输出，给后级逆变器电路供电。

[0037] 逆变器电路将直流电压逆变为三相380VRMS/50Hz交流电压，经输出接触器输出至列车中压负载。

[0038] 以下，结合附图详细介绍本发明的实施例：

[0039] 图1为本发明的一种高功率密度辅助变流器的设计方法流程图，请参见图1，本发明高功率密度辅助变流器的设计方法包括如下步骤：

[0040] S1：根据DCDC电路输出电压、输入电压及DCDC电路的变压器的匝数比获得DCDC电路在额定电压工作时的有效占空比以及DCDC电路的隔直电容。

[0041] 在具体实施中，系统在额定电压工作时，有效占空比确定公式为：

[0042]

[0043] 式中：Deff是DCDC电路的有效占空比，Vo是DCDC电路输出电压，VINmin是DCDC电路输入电压的最小值，n是变压器的匝数比。

[0044] 在具体实施中，隔直电容的作用主要是防止变压器偏磁饱和，因此隔直电容的引入必须尽量减小对电路的干扰，即隔直电容上的电压尽量的小，一般取其电压峰值为输入电压的5％。根据隔直电容电荷变化量等式关系VC＝It，则有：

[0045]

[0046] 式中：Vc隔直电容两端电压，Cb是隔直电容的电容量，f是DCDC开关频率，P是DCDC输出的负载功率。

[0047] S2：根据所述有效占空比获得DCDC电路的输出滤波电感及电感电流纹波，根据所述输出滤波电感及所述电感电流纹波获得有效占空比开始时刻及结束时刻的所述变压器的原边电流。

[0048] 可选的，根据以下公式获得所述滤波电感：

[0049]

[0050] 式中，L0为滤波电感。

[0051] 在具体实施中，考虑电感电流纹波为±10％，则有：

[0052]

[0053] 根据上式能够求得输出滤波电感Lo。

[0054] 可选的，根据以下公式获得所述电感电流纹波：

[0055]

[0056] 式中，ΔI为电感电流纹波。

[0057] 在具体实施中，计算电感电流纹波的公式为：

[0058]

[0059] 可选的，根据所述DCDC电路的平均输出电流和所述电感电流纹确定输出滤波电感电流的最大值和最小值，并进一步根据所述输出滤波电感电流的最小值和所述变压器的匝数比确定所述有效占空比开始时刻的所述变压器的原边电流，根据所述输出滤波电感电流的最大值和所述变压器的匝数比确定所述有效占空比结束时刻的所述变压器的原边电流。

[0060] 在具体实施中，输出滤波电感电流最大值为：

[0061]

[0062] 式中：I0是DCDC输出电流的平均值。

[0063] 在具体实施中，输出滤波电感电流最小值为：

[0064]

[0065] 在具体实施中，折算到变压器原边，则有效占空比开始时刻变压器原边电流为：

[0066]

[0067] 在具体实施中，有效占空比结束时刻变压器原边电流为：

[0068]

[0069] S3：根据所述DCDC电路的谐振电感确定所述DCDC电路的软开关范围。

[0070] 可选的，对所述有效占空比赋值，确定所述占空比丢失值，以确定所述谐振电感，并根据所述谐振电感确定所述软开关范围。

[0071] 在具体实施中，滞后臂软开关实现条件较为苛刻，首先必须满足Q4关断时刻，漏感中储存的能量大于等于电容充放电所需的能量，则有：

[0072]

[0073] 式中：Clag是滞后臂谐振电容，Lk是谐振电感。

[0074] 在具体实施中，Q4关断时刻的副边电流可以表示为：

[0075]

[0076] 式中：Dloss占空比丢失，I0是DCDC输出电流的平均值。

[0077] 联立方程组代入数据可得：

[0078]

[0079] 在具体实施中，以占空比为变量进行分析，分别选取占空比丢失为10％、9％、8％、7％、6％、5％，求解上述方程组。在确定谐振电感后，根据系统参数能够求得实现软开关范围。

[0080] S4：从滤波器无功容量角度确定所述逆变器电路的滤波器参数。

[0081] 可选的，确定所述逆变器电路的滤波器参数的具体步骤为：

[0082] 将所述滤波器无功容量表示为：

[0083]

[0084] 式中，QLC为无功容量，L为三相滤波电感的电感值，S为逆变器的视在功率，λ为功率因数，fL为截止频率；根据所述无功容量，确定所述逆变器电路的滤波器参数。

[0085] 在具体实施中，从滤波器无功容量角度来选择LC参数，无功容量间接反映了LC成本、体积和重量等要素。对逆变器输出电压而言，谐波分量相比于基波来说非常小，因此忽略谐波分量，则滤波器的无功容量可以表示为：

[0086]

[0087] 式中：f是逆变器开关频率，U0电容电压基波有效值，L三相滤波电感的电感值，C三相滤波电容的电容值。

[0088] IL可以通过下式求得：

[0089]

[0090] 式中：IL是滤波电感上的电流，IL’是负载电感上的电流，IC是滤波电容上的电流，IR是负载电阻上的电流，λ为功率因数，VC是滤波电容上的电压，S是逆变器的视在功率，w是基波角频率。

[0091] 则无功容量可以进一步表示为：

[0092]

[0093] 在具体实施中，将C用L和fL替换，可得：

[0094]

[0095] 式中：fL是截止频率。

[0096] 上式可以看作时QLC和L的一元函数，要想QLC最小，即对QLC求对L的偏导即可，则有：

[0097]

[0098] 代入相应的参数可求得LC滤波器的数值。

[0099] 图2为本发明的一种高功率密度辅助变流器的原理图，请参见图2：

[0100] C1、C2、C3、C4分别为第一碳化硅器件Q1、第二碳化硅器件Q2、第三碳化硅器件Q3、第四碳化硅器件Q4的寄生电容。

[0101] 在本申请实施例中，所述DCDC电路的超前臂具有第一碳化硅器件Q1和第三碳化硅器件Q3，所述DCDC电路的滞后臂具有第二碳化硅器件Q2和第四碳化硅器件Q4，所述设计方法进一步包括：

[0102] S5：确定所述DCDC电路的超前臂死区，所述超前臂死区时间大于第一碳化硅器件Q1断开后，所述第一碳化硅器件Q1和所述第三碳化硅器件Q3的寄生电容C1、C2电荷转换时间。

[0103] 在具体实施中，超前臂死区时间应该大于第一碳化硅器件Q1关断后，寄生电容C1、C3电荷的转换时间，则有：

[0104]

[0105] 式中：Clead是超前臂谐振电容，Io_p_max是变压器原边电流最大值。

[0106] S6：确定所述DCDC电路的滞后臂死区，所述滞后臂死区时间大于所述第四碳化硅器件Q4断开后，第二碳化硅器件Q2和第四碳化硅器件Q4的寄生电容电荷转换时间，并且所述滞后臂死区时间小于所述变压器的原边电流下降至0所需的时间。

[0107] 在具体实施中，滞后臂死区时间必须大于第四碳化硅器件Q4断开后，寄生电容C2、C4电荷的转换时间，则有：

[0108]

[0109] 最后，第二碳化硅器件Q2应该在原边电流下降至0前开通，即死区时间应该小于原边电流下降至0所需的时间。原边电流下降至0所需的时间可以根据下式求出：

[0110]

[0111] 考虑极限情况如下：

[0112]

[0113] 需要说明的是，在上述流程中或者附图的流程图中示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。

[0114] 本申请实施例提供了一种高功率密度辅助变流器，基于上述的一种高功率密度辅助变流器的设计方法。如以下所使用的，术语“单元”、“模块”等可以实现预定功能的软件和/或硬件的组合。尽管以下实施例所描述的装置较佳地以软件来实现，但是硬件、或者软件和硬件的组合的实现也是可能并被构想的。

[0115] 请参见图2，所述高功率密度辅助变流器包括：

[0116] DCDC电路，将系统输入电压变换成稳定的直流电压输出；

[0117] 逆变器电路，串联连接于所述DCDC电路，所述逆变器电路将所述直流电压逆变为三相交流电压后，经输出接触器输出至列车中压负载。

[0118] 可选的，所述DCDC电路包括依次电性连接的输入电路、变压器及输出回路，所述输入电路包括四个碳化硅开关器件。

[0119] 可选的，图3为本发明中驱动电路的结构图，请参见图3：

[0120] 包括驱动电路，接收一驱动电压后控制所述碳化硅开关器件的导通或关断。

[0121] 在具体实施中，器件持性的差异对驱动电路的设计有不同的要求，相比于Si MOSFET和Si IGBT，SiC MOSFET的寄生电容更小，这说明SiC MOSFET对驱动电路和主功率电路的寄生参数更加敏感。另外，SiC MOSFET具有更小的驱动电压范围和阈值电压，且其阈值电压会随温度的升高而下降，安全阈值小。因此需严格控制G、S极间的电压尖峰以避免器件发生误导通。针对SiC MOSFET的特性及对驱动的特殊要求，其驱动电路的设计应满足以下设计准则：

[0122] (1)尽量减小驱动回路寄生电感的影响，合理进行PCB布局，加入吸收电容，减小开关振荡；

[0123] (2)驱动回路阻抗不能过大，影响充放电速度；

[0124] (3)选择合适的驱动电阻，采用负压关断，防止误导通，增强抗干扰能力；

[0125] (4)电源设计、驱动能力及隔离方式需满足SiC MOSFET的应用要求；

[0126] (5)应尽量减小硬件电路延时，在高颁条件下尤为重要；

[0127] (6)保护部分应具有更快的响应速度，保证系统的安全工作。

[0128] 若要使SiC MOSFET正常开通、关断，驱动电路需要有合适的驱动电压，足够的门极驱动电流，尽可能小的驱动回路寄生参数等。除此之外，在实际应用中，还要考虑传输延迟、驱动损耗、以及过流保护问题等。

[0129] 以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

[0130] 以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。