本发明涉及一种适用于上行业务的信道估计方法，所述方法包括：步骤1、接收端先将时域数据执行去CP、执行FFT操作，步骤2、利用H(k)的不同子载波计算相位差，步骤3、根据相位差PhaseDiff，估计时偏TA，步骤4、利用估计的TA对H(k)进行补偿，等步骤步骤5、分离两端口的信道估计结果等步骤，本发明所述方法的优越效果在于，本发明所述方法两端口码分时，即使存在大TA也能够采用码分的方式，从而降低了导频RE开销；本发明所述方法在两端口码分时，在端口分离前先估计TA并补偿TA，再进行两端口分离，提高信道估计的准确度，进而大幅度增加流量。
1.一种适用于上行业务的信道估计方法，其特征在于，所述信道估计方法包括以下步骤：步骤1.接收端先将时域数据执行去CP、执行FFT操作，再根据导频配置层下发给UE，提取导频RE，记作RxPilot(k)，将导频RE和本地导频序列LocPilot(k)进行共轭点乘计算初始(k)信道估计结果H ；
步骤2.利用H 的不同子载波计算相位差，如下式(1)：(0) j0 j0
上式(1)中：H0表示无时偏时端口0的信道估计结果，H1表示无时偏时端口1的信道估计(k)结果；H 表示子载波索引k处由H0和H1合成的信道估计结果，e表示以自然数为底的指数运算， φ表示由于TA引起的相邻子载波相位变化，随着子载波的增加，相位不断累加
并以H 乘以H 的共轭，得到下式(2)：(2) (0) * j2φ j2φ j0 j0 *H ·(H ) ＝(H0·e +H1·e )·(H0·e +H1·e )j2φ j2φ * ‑j0 * ‑j0＝(H0·e +H1·e )·(H0·e +H1·e )
＝(|H0|+|H1|+(H0·H1+H1·H0))·e
＝(|H0|+|H1|+2·Real(H0·H1))·e ……(2),
上式(2)中：Real()表示提取一个复数的实部，|H0| +|H1| +2·Real(H0·H1)为一个(3) (1)实数；再以H 乘以H 的共轭，得到下式(3)：(3) (1) * j3φ j3φ jφ jφ *H ·(H ) ＝(H0·e ‑H1·e )·(H0·e ‑H1·e )j3φ j3φ * ‑jφ * ‑jφ＝(H0·e ‑H1·e )·(H0·e ‑H1·e )
＝(|H0|+|H1|‑(H0·H1+H1·H0))·e
＝(|H0|+|H1|‑2·Real(H0·H1))·e ……(3),
上式(3)中：Real()表示提取一个复数的实部，|H0| +|H1| ‑2·Real(H0·H1)为一个实数；
将上式(2)和(3)相加得到下式(4)：(2) (0) * (3) (1) * 2 2 j2φPhaseDiff＝H ·(H ) +H ·(H ) ＝2(|H0|+|H1|)·e ……(4),(k)
上式(4)中：利用初始信道估计结果H 的不同子载波计算相位差PhaseDiff，其中k＝
0，1，2，...表示导频RE的索引值，k取值不同就对应不同的子载波k'，k和k'的关系将在以下步骤6中给出，上式(2)中利用k＝0，2计算相位差，上式(3)中利用k＝1，3计算相位差，则上
式(4)＝公式(2)+公式(3)来推导出PhaseDiff等于一个实数2(|H0|+|H1|)乘以e ，TA在j2φ频域上引起相位的变化，就体现在e ，上式(4)中利用上式(2)和(3)相加的结果来估计时偏TA，上式(2)和(3)相加的结果用参数PhaseDiff表示计算的相位差，用于步骤3根据相位差估计时偏TA；
步骤3.根据相位差PhaseDiff，估计时偏TA，如下式(5)：上式(5)中：N为系统FFT点数，M为计算相位差时所间隔的子载波个数，Ts表示时域上一个采样点的持续时间， Δf表示子载波间隔；angle(x)表示计算x的相位；
步骤4.利用估计的TA对H 进行补偿，利用TA对H 进行补偿后的结果记作(k)
上式(6)中：k'是H 实际对应的子载波索引，当导频RE是连续时，k'＝k，当导频RE不连续时，每m个子载波有一个导频RE，k'＝m·k；
步骤5，分离两端口的信道估计结果，如下式(7)所示：上式(7)中： 表示端口分离后端口0的信道估计结果； 表示端口分离后端口1的信道估计结果，相邻的2个RE信道估计结果相等；
步骤6.对两端口分离后的信道估计结果 和 进行降噪处理，得到降噪后的信道估计结果FilH0和FilH1。
2.按照权利要求1所述信道估计方法，其特征在于，步骤1中，初始信道估计结果H按照下式计算：(k)
H ＝RxPilot(k)·conj(LocPilot(k))，其中：conj()表示共轭操作，k＝0，1，2，...RBNum*6‑1表示导频RE的索引值，RBNum表示分配的RB数目，导频密度为每个RB有6个RE，RBNum共有RBNum*6个导频RE，索引从0到RBNum*
3.按照权利要求1所述信道估计方法，其特征在于，步骤6中，对两端口分离后的信道估计结果～H0和H～1进行降噪处理，降噪处理后的信道估计结果FilH0和FilH1，计算如下：步骤1、确定信道估计结果采用的滤波系数filtercoef为：步骤2、用步骤5得到的信道估计和滤波器系数完成卷积运算：对于端口0： 其中 为步骤5中端口分离后端口0的信道估计结果；conv()表示线性卷积操作，第3个参数为'same'表示输出与 等大小的卷积的中心部分；
一种适用于上行业务的信道估计方法
技术领域
[0001] 本发明涉及无线通信领域，尤其适用于上行业务的信道估计方法。
背景技术
[0002] 在第4代移动通信系统中，一个子帧中，导频和数据比例按照固定的配置，不能进行灵活的选择。在第5代(简称5G)移动通信系统中，导频和数据的比例不再是一成不变的，而是提供了多种不同的选择：Configuration Type1和Type2，多端口时导频是频分还是码分也可以通过高层参数配置。频分可以提高信道估计的准确度，但是会导致导频RE(Resource Element，资源单元)开销大，影响峰值流量；码分可以节省导频RE，但是对于存在大TA(Timing Advance，定时提前量)的时候，不补偿时频会破坏码分的正交性，影响信道估计的精度。现有技术方案中，对于存在大TA的场景，要么两端口时通过频分的方式来区分端口，会导频RE开销较大，影响峰值流量；要么通过码分，但是未考虑TA带来的影响，直接将两端分离，导致信道估计准确度变差。
[0003] 专利申请号公开号CN 105337906A公开了发明名称为信道估计方法，包括：根据相邻的基于基系数的导频符号采用基于测量统计约束的最大似然信道估计方法对信道进行初步估计，得到所述导频符号位置的信道基系数初步估计值；根据所述信道基系数初步估计值采用基于时间统计约束的卡尔曼滤波信道估计方法对所述信道进行精确估计，得到所述导频符号位置的信道基系数最终估计值；根据所述信道基系数最终估计值通过插值运算得到频域信道增益系数。本发明实施例实现了将基于测量统计约束的最大似然信道估计方法与基于时间统计约束的卡尔曼滤波信道估计方法相结合的信道估计方法，从而能获得优异的信道估计性能。
[0004] 又如，专利申请公开号CN 1848827公开了一种用于码分多址通信系统的信道估计方法及系统，该方法将连续解调的专用物理控制信道中的符号分为连续的第一符号组、第二符号组和第三符号组，分别对应多径连续解调过程的开始阶段、中间阶段和结束阶段，并对所述第一符号组和第三符号组采用区别于多符号滑动平均方法的信道估计方法进行信道估计处理；对所述第二符号组采用多符号滑动平均方法进行信道估计处理。本发明的用于码分多址通信系统的信道估计方法及系统，对多径连续解调过程的开始和结束阶段做了一些特殊信道估计处理，补偿了多符号滑动平均方法加权平均的数据减少而造成的精度损失，在仿真和实际系统测试中都表明本发明的方法和系统对系统性能有明显的提高。
[0005] 再如，发明专利申请公开号CN110868369A提供一种基于5G NR系统的上行信道估计方法及装置，方法包括：获取5G NR系统的上行波形，若所述上行波形为CP‑OFDM波形，则根据接收的SRS信号计算所述SRS信号的频域相关值和SNR值；根据所述SRS信号的频域相关值和SNR值，获取LMMSE信道估计方法中的实时滤波系数；根据所述实时滤波系数，基于所述LMMSE信道估计方法对所述5G NR系统的上行信道进行估计。本发明提高了信道估计的准确性，同时也减少了PUSCH信道估计的计算量。
[0006] 上述发明专利申请均存在RE开销大，影响峰值流量，导致信道估计准确度变差的缺陷。
发明内容
[0007] 针对现有技术中存在的缺陷，本发明提供一种适用于上行业务的信道估计方法，所述信道估计方法包括：
[0008] 步骤1.接收端先将时域数据执行去CP(Cyclic Prefix，循环前缀)、执行FFT(Fast Fourier Transform：快速傅里叶变换)操作，再根据导频配置层下发给UE(User Equipment，用户设备)，提取导频RE(Resource element，资源单元)，记作RxPilot(k)，将导(k)频RE和本地导频序列LocPilot(k)进行共轭点乘计算初始信道估计结果H ；
[0009] 步骤2.利用H(k)的不同子载波计算相位差，如下式(1)：
[0010] H(0)＝H0*ej0+H1*ej0
[0011] H(1)＝H0*ejφ‑H1*ejφ
[0012] H(2)＝H0*ej2φ+H1*ej2φ
[0013] H(3)＝H0*ej3φ‑H1*ej3φ
[0014] ………(1),
[0015] 上式(1)中：H0表示无时偏时端口0的信道估计结果，H1表示无时偏时端口1的信道估计结果；e表示以自然数为底的指数运算， φ表示由于TA(Timing Advance，定时提前量)引起的相邻子载波相位变化，随着子载波的增加，相位不断累加0,φ,2φ,3φ,...；
[0016] 并以H(2)乘以H(0)的共轭，得到下式(2)：
[0017] H(2)·(H(0))*＝(H0·ej2φ+H1·ej2φ)·(H0·ej0+H1·ej0)*
[0018] ＝(H0·ej2φ+H1·ej2φ)·(H0*·e‑j0+H1*·e‑j0)
[0019] ＝(|H0|2+|H1|2+(H0·H1*+H1·H0*))·ej2φ
[0020] ＝(|H0|2+|H1|2+2·Real(H0·H1*))·ej2φ……(2),
[0021] 上式(2)中：Real()表示提取一个复数的实部，|H0|2+|H1|2+2·Real(H0·H1*)为一个实数；
[0022] 再以H(3)乘以H(1)的共轭，得到下式(3)：
[0023] H(3)·(H(1))*＝(H0·ej3φ‑H1·ej3φ)·(H0·ejφ‑H1·ejφ)*
[0024] ＝(H0·ej3φ‑H1·ej3φ)·(H0*·e‑jφ‑H1*·e‑jφ)
[0025] ＝(|H0|2+|H1|2‑(H0·H1*+H1·H0*))·ej2φ
[0026] ＝(|H0|2+|H1|2‑2·Real(H0·H1*))·ej2φ……(3),
[0027] 上式(3)中：Real()表示提取一个复数的实部，|H0|2+|H1|2‑2·Real(H0·H1*)为一个实数；
[0028] 将上式(2)和(3)相加得到下式(4)：
[0029] PhaseDiff＝H(2)·(H(0))*+H(3)·(H(1))*＝2(|H0|2+|H1|2)·ej2φ……(4),[0030] 上式(4)中：利用初始信道估计结果H(k)的不同子载波计算相位差(PhaseDiff)，其中k＝0，1，2，...表示导频RE的索引值，k取值不同就对应不同的子载波k'，k和k'的关系将在以下步骤6中给出，上式(2)中利用k＝0，2计算相位差，上式(3)中利用k＝1，3计算相位2 2
差，则上式(4)＝公式(2)+公式(3)来推导出PhaseDiff等于一个实数2(|H0| +|H1|)乘以j2φ j2φ
e ，TA在频域上引起相位的变化，就体现在e ，上式(4)中利用上式(2)和(3)相加的结果来估计时偏TA，上式(2)和(3)相加的结果用参数PhaseDiff表示计算的相位差，用于步骤3根据相位差估计时偏TA；
[0031] 步骤3.根据相位差PhaseDiff，估计时偏TA，如下式(5)：
[0032]
[0033] 上式(5)中：N为系统FFT点数，M为计算相位差时所间隔的子载波个数，Ts表示时域上一个采样点的持续时间， Δf表示子载波间隔；(k) (k)
[0034] 步骤4.利用估计的TA对H 进行补偿，利用TA对H 进行补偿后的结果记作[0035]
[0036] 上式(6)中：k'是H(k)实际对应的子载波索引，当导频RE是连续时，k'＝k，当导频RE不连续时，每m个子载波有一个导频RE，k'＝m·k；
[0037] 步骤5，分离两端口的信道估计结果，如下式(7)所示：
[0038]
[0039] 上式(7)中： 表示端口分离后端口0的信道估计结果； 表示端口分离后端口1的信道估计结果，相邻的2个RE信道估计结果相等；
[0040] 步骤6.对两端口分离后的信道估计结果 和 进行降噪处理，得到降噪后的信道估计结果FilH0和FilH1。
[0041] 进一步地，步骤1中，初始信道估计结果H(k)按照下式计算：
[0042] H(k)＝RxPilot(k)·conj(LocPilot(k))，
[0043] 其中：conj()表示共轭操作，k＝0，1，2，...RBNum*6‑1表示导频RE的索引值。
[0044] 进一步地，步骤6中，对两端口分离后的信道估计结果 和 进行降噪处理，降噪后的信道估计结果FilH0和FilH1计算如下：
[0045] 信道估计结果采用的滤波系数filtercoef为：
[0046]
[0047] 用步骤5得到的信道估计和滤波器系数完成卷积运算：
[0048] 对于端口0： 其中 为步骤5中端口分离后端口0的信道估计结果；conv()表示线性卷积操作，第3个参数为'same'表示输出与 等大小的卷积的中心部分；
[0049] 对于端口1
[0050] 与现有技术相比较，本发明所述信道估计方法的优越效果在于：
[0051] 1.本发明所述信道估计方法两端口码分时，即使存在大TA也能够采用码分的方式，从而降低了导频RE开销；
[0052] 2.本发明所述信道估计方法在两端口码分时，在端口分离前先估计TA并补偿TA，再进行两端口分离，提高信道估计的准确度，进而大幅度增加流量。
附图说明
[0053] 图1是本发明所述方法，在两端口导频RE码分时，进行信道估计的示意图，其中，图1a是是接收的时域数据无TA时，频域信道估计示意图；图1b是接收的时域数据存在TA时，频域信道估计示意图；
[0054] 图2为本发明所述方法的流程示意图；
[0055] 图3为本5G通信系统中，导频Configuration Type1下导频RE在频域上的分布示意图，其中图3a是两端口导频RE采用码分方式对应的示意图，图3b是两端口导频RE采用频分方式对应的示意图。
具体实施方式
[0056] 下面结合说明书附图1‑3介绍本发明所述方法具体实施实施例。
[0057] 本发明所述方法，具体步骤如下：
[0058] 步骤1.接收端先将时域数据执行去CP(Cyclic Prefix，循环前缀)、执行FFT(Fast Fourier Transform：快速傅里叶变换)操作，再根据导频配置层下发给UE(User Equipment，用户设备)，提取导频RE(Resource element，资源单元)，记作RxPilot(k)，将导(k)频RE和本地导频序列LocPilot(k)进行共轭点乘计算初始信道估计结果H ；
[0059] 步骤2.利用H(k)的不同子载波计算相位差，如下式(1)：
[0060] H(0)＝H0*ej0+H1*ej0
[0061] H(1)＝H0*ejφ‑H1*ejφ
[0062] H(2)＝H0*ej2φ+H1*ej2φ
[0063] H(3)＝H0*ej3φ‑H1*ej3φ
[0064] ………(1),
[0065] 上式(1)中：H0表示无时偏时端口0的信道估计结果，H1表示无时偏时端口1的信道估计结果；e表示以自然数为底的指数运算， φ表示由于TA(Timing Advance，定时提前量)引起的相邻子载波相位变化，随着子载波的增加，相位不断累加0,φ,2φ,3φ,...；
[0066] 并以H(2)乘以H(0)的共轭，得到下式(2)：
[0067] H(2)·(H(0))*＝(H0·ej2φ+H1·ej2φ)·(H0·ej0+H1·ej0)*
[0068] ＝(H0·ej2φ+H1·ej2φ)·(H0*·e‑j0+H1*·e‑j0)
[0069] ＝(|H0|2+|H1|2+(H0·H1*+H1·H0*))·ej2φ
[0070] ＝(|H0|2+|H1|2+2·Real(H0·H1*))·ej2φ……(2),
[0071] 上式(2)中：Real()表示提取一个复数的实部，|H0|2+|H1|2+2·Real(H0·H1*)为一个实数；
[0072] 再以H(3)乘以H(1)的共轭，得到下式(3)：
[0073] H(3)·(H(1))*＝(H0·ej3φ‑H1·ej3φ)·(H0·ejφ‑H1·ejφ)*
[0074] ＝(H0·ej3φ‑H1·ej3φ)·(H0*·e‑jφ‑H1*·e‑jφ)
[0075] ＝(|H0|2+|H1|2‑(H0·H1*+H1·H0*))·ej2φ
[0076] ＝(|H0|2+|H1|2‑2·Real(H0·H1*))·ej2φ……(3),
[0077] 上式(3)中：Real()表示提取一个复数的实部，|H0|2+|H1|2‑2·Real(H0·H1*)为一个实数；
[0078] 将上式(2)和(3)相加得到下式(4)：
[0079] PhaseDiff＝H(2)·(H(0))*+H(3)·(H(1))*＝2(|H0|2+|H1|2)·ej2φ……(4),[0080] 上式(4)中：利用初始信道估计结果H(k)的不同子载波计算相位差(PhaseDiff)，其中k＝0，1，2，...表示导频RE的索引值，k取值不同就对应不同的子载波k'，k和k'的关系将在以下步骤6中给出，上式(2)中利用k＝0，2计算相位差，上式(3)中利用k＝1，3计算相位2 2
差，则上式(4)＝公式(2)+公式(3)来推导出PhaseDiff等于一个实数2(|H0| +|H1|)乘以j2φ j2φ
e ，TA在频域上引起相位的变化，就体现在e ，上式(4)中利用上式(2)和(3)相加的结果来估计时偏TA，上式(2)和(3)相加的结果用参数PhaseDiff表示计算的相位差，用于步骤3根据相位差估计时偏TA；
[0081] 步骤3.根据相位差PhaseDiff，估计时偏TA，如下式(5)：
[0082]
[0083] 上式(5)中：N为系统FFT点数，M为计算相位差时所间隔的子载波个数，Ts表示时域上一个采样点的持续时间， Δf表示子载波间隔；(k) (k)
[0084] 步骤4.利用估计的TA对H 进行补偿，利用TA对H 进行补偿后的结果记作[0085]
[0086] 上式(6)中：k'是H(k)实际对应的子载波索引，当导频RE是连续时，k'＝k，当导频RE不连续时，每m个子载波有一个导频RE，k'＝m·k；
[0087] 步骤5，分离两端口的信道估计结果，如下式(7)所示：
[0088]
[0089] 上式(7)中： 表示端口分离后端口0的信道估计结果； 表示端口分离后端口1的信道估计结果，相邻的2个RE信道估计结果相等；
[0090] 步骤6.对两端口分离后的信道估计结果 和 进行降噪处理，得到降噪后的信道估计结果FilH0和FilH1。
[0091] 进一步地，步骤1中，初始信道估计结果H(k)按照下式计算：
[0092] H(k)＝RxPilot(k)·conj(LocPilot(k))，
[0093] 其中：conj()表示共轭操作，k＝0，1，2，...RBNum*6‑1表示导频RE的索引值。
[0094] 进一步地，步骤6中，对两端口分离后的信道估计结果 和 进行降噪处理，降噪后的信道估计结果FilH0和FilH1计算如下：
[0095] 信道估计结果采用的滤波系数filtercoef为：
[0096]
[0097] 用步骤5得到的信道估计和滤波器系数完成卷积运算：
[0098] 对于端口0： 其中 为步骤5中端口分离后端口0的信道估计结果；conv()表示线性卷积操作，第3个参数为'same'表示输出与 等大小的卷积的中心部分；
[0099] 对于端口1
[0100] 在本实施例中，涉及的系统带宽100MHz，系统FFT点数为4096，子载波间隔Δf＝30kHz，当两端口导频配置为Configuration Type1且码分时，参照附图3所示，端口0的导频RE占用的子载波索引为0，2，4...，采用的扩频因子为[+1+1]；端口1的导频RE占用的子载波也是0，2，4...，采用的扩频因子为[+1‑1]，基站为UE分配连续的10个RB(Resource Block，资源块)，记作RBNum＝10，则使用本发明所述上述方法，计算得到的每个资源块RB中的导频RE数为6，Δf＝30kHz就可以计算出1Ts的大小；根据RB数目及每个RB上导频RE的数目，就得到子载波k的取值。
[0101] 以上所述仅为本本发明的具体实施例，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的构思范围内，所作的任何修改、等同替换及改进等，均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。
