本发明公开了两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控制方法。通过测量永磁同步电机的转速与期望值的比较得到误差信号，然后构造阻尼网络得到一轴的期望信号，再设置双轴联动方式，进行二次分配，将期望信号分解到两个轴向，得到双轴的电流理想分配值，再构造阻尼网络与误差累积算法，对双轴电流进行跟踪控制，实现电机转速的跟踪。已有的电机控制方法是采用一轴电流稳定于零状态，从而使得电机双轴非线性耦合得到解耦，然后采用另一轴电流控制电机转速跟踪期望值。而本方法则通过两轴二次分配的方法来对电机系统的非线性进行直接解耦方法，从而使得双轴电流稳态值都为非零状态，从而实现了控制分配与能量分配。
1.两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控制方法，其特征在于包括以下步骤：步骤S10，测量获得永磁同步电机的转子的位置θm、转速ωm与三相电流中两相电流ia、ib，并对两相电流ia、ib进行两次Clarke坐标变换求解两相旋转坐标系下d、q轴的定子电流id、iq；步骤如下：
其中，ia、ib为霍尔电流传感器检测得到的永磁同步电机三相电流信号，iα、iβ为对三相电流中的ia、ib进行Clarke变换后得到两相静止坐标系中的定子电流，id、iq为iα、iβ进行Prak变换后得到两相旋转坐标系d、q轴的定子电流，θe＝pnθm，
其中，pn为电机极对数，θm为位置检测传感单元测量的永磁同步电机转子的位置信号，ωm为速度检测传感单元测量的永磁同步电机转子的转速信号；
步骤S20，设置双轴电流比例因子k1，通过q轴的定子电流iq与双轴电流比例因子k1定义d轴定子电流期望值idx，并与所述的d轴定子电流id进行比较计算d轴定子电流误差信号ed；
再构建非线性阻尼网络求解d轴定子电流误差信号阻尼信号edr1，并进行误差非线性累积迭代运算求解误差记忆信号eds；步骤如下：S201，首先，设置双轴电流比例因子k1，通过q轴的定子电流iq与双轴电流比例因子k1定义d轴定子电流期望值idx，
然后，将d轴定子电流期望值idx与d轴定子电流id进行比较计算d轴定子电流误差信号ed，
其中，k1为双轴电流比例因子的初始值，idx为d轴定子电流期望值，ed为d轴定子电流误差信号；
S202，首先，根据d轴定子电流误差信号ed构建非线性阻尼网络计算d轴定子电流误差阻尼信号edr1，
然后，根据误差信号ed(n)与edr(n)进行非线性累积迭代运算求解d轴定子电流误差记忆信号eds，
其中，ed1为d轴定子电流误差信号近似微分信号，edr1为d轴定子电流误差阻尼信号，edr为d轴定子电流误差阻尼网络输出信号，edr2为d轴定子电流误差阻尼网络输出信号的二阶导数信号，eds为d轴定子电流误差记忆信号，Ti(i＝1,2,3,4,5,6,7)为时间常数，T8、T9与T10为常值控制参数；
步骤S30，根据d轴定子电流误差信号ed、d轴定子电流误差阻尼信号edr1、d轴定子电流误差记忆信号eds定义q轴的定子电压控制信号uq，实现对d轴定子电流的控制，其中，uq为q轴的定子电压控制信号，kqi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为常值控制参数；
步骤S40，根据电机任务设定电机期望转速信号ωmc，然后将测量的永磁同步电机转子的转速信号ωm与电机期望转速信号ωmc比较求解电机转速误差信号eω，并进行积分得到转速误差积分信号eωs，再对转速误差信号eωs构建非线性阻尼网络求解转速误差阻尼信号eωr1和q轴定子电流的期望值信号iqx；步骤如下：S401，首先，根据电机任务设定电机期望的转速信号ωmc，然后将步骤S10测量的永磁同步电机转子的转速信号ωm与电机期望转速信号ωmc比较计算得到电机转速误差信号eω，eω＝ωm‑ωmc；
然后，根据电机的转速误差信号eω构建转速误差积分信号eωs，eωs＝∫eωdt；
其中，ωmc为电机期望的转速信号，eω为电机转速误差信号，eωs为转速误差积分信号，dt表示对时间信号积分；
S402，首先，根据步骤S401定义的电机转速误差信号eω构建非线性阻尼网络求解电机转速误差阻尼信号eωr1，
然后，根据所述的转速误差信号eω、转速误差积分信号eωs与转速误差阻尼信号eωr1定义q轴定子电流的期望值信号iqx，iqx＝kω1eω+kω2eωs+kω3eωr1；
其中，eωr1为根据转速误差信号eω构建非线性阻尼网络得到转速误差阻尼信号，Tωi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为时间常数；
eωd1为转速误差信号近似微分信号，eωr为转速误差阻尼网络输出信号，eωr2为转速误差信号阻尼网络输出信号的二阶导数信号，iqx为q轴定子电流的期望值信号，kωi(i＝1,2,3)为常值控制参数；
步骤S50，根据所述的q轴定子电流的期望值为iqx按照求解非线性解耦法求解二次分解系数，然后按照二次分解非线性解耦法求解q轴定子电流的理想分解值iqxi；
步骤S60，根据步骤S50求解的q轴定子电流的理想分解值iqxi与Park变换后得到的q轴定子电流iq进行比较计算得到q轴定子电流误差信号eq；再构建非线性阻尼网络求解q轴定子电流误差信号阻尼信号eqr1；并进行误差非线性累积迭代运算求解q轴定子电流误差记忆信号eqs；步骤如下：
S601，将步骤S50求解的q轴定子电流的理想分解值iqxi与步骤S10中Park变换后得到的q轴定子电流iq进行比较计算q轴定子电流误差信号eq，eq＝iq‑iqxi；
其中，iqxi为q轴定子电流的理想分解值，eq为q轴电流误差信号；
S602，根据q轴定子电流误差信号eq构建非线性阻尼网络求解q轴定子电流误差阻尼信号eqr1，
然后，根据误差信号eq(n)与eqr(n)进行非线性累积迭代运算，计算得到q轴定子电流误差记忆信号eqs，
其中，eqr1为q轴定子电流误差阻尼信号，Tqi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为时间常数，Tq8、Tq9与Tq10为常值控制参数，eq1为q轴电流误差近似微分信号，eqr为q轴电流误差阻尼网络的输出信号，eqr2为q轴电流误差阻尼网络输出信号的二阶导数信号，eqs为q轴定子电流误差记忆信号；
步骤S70，根据q轴电流误差信号eq、q轴定子电流误差阻尼信号eqr1以及q轴定子电流误差记忆信号eqs定义d轴控制电压ud，其中，ud为d轴的定子电压控制信号，kdi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为常值控制参数；
然后，对q轴定子电压uq与d轴定子电压ud进行Park逆变换求解即得静止坐标系坐标系中的α、β轴的定子电压uα、uβ，其中，uα、uβ为两相静止坐标系中的α、β轴定子电压；
最后，将求解的α、β轴的定子电压uα、uβ输出给空间矢量脉宽调制与三相逆变器控制永磁同步电机的电机转速达到电机任务设定的电机期望的转速信号ωmc。
2.根据权利要求1所述的两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控制方法，其特征在于步骤S50包括如下步骤：
首先，求解非线性解耦法分解的二次项系数a2，a2＝(Ld‑Lq)k1；
其次，求解非线性解耦法分解的一次项系数a1，最后，按照二次分解非线性解耦法求解q轴定子电流的理想分解值iqxi，iqxi＝‑(a1+ψf)/(2a2)；
其中，a1为非线性解耦法分解的一次项系数，a2为非线性解耦法分解的二次项系数，k1为所述的双轴电流比例因子的初始值，Ld、Lq分别为永磁同步电机d、q轴定子绕组电感的标称值，ψf为永磁同步电机永磁体基本激励磁场链过定子绕组的磁链标称值。
两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及永磁同步电机领域，具体而言，涉及一种采用双轴联动的非线性解耦反馈实现永磁同步电机转速稳定控制的方法。
背景技术
[0002] 永磁同步电机在工业生产中有着广泛的用途，其转速控制研究有着重要的经济价值与市场价值。目前传统的电机转速在控制上大多采用的是经典的一轴电流稳定跟踪零，
实现电机两轴电流相乘的耦合项间接解耦的方式，而采用另一轴电流的控制实现对电机转
速的控制。该方式虽然思路清晰，但由于是间接的解耦方式，同时一轴电流为零，必然使得
另一轴的控制量较大，因此在双轴分配的角度来看比较保守。
[0003] 目前电机转速控制双轴之间由于其物理机构会导致不可避免的非线性耦合，即由于上述技术的限制和缺陷导致电机存在双轴非线性耦合严重以及解耦困难导致的控制能
量分配不当的技术问题，因此，现有技术中未发现记载能够双轴控制永磁电机转速方法的
文献。
[0004] 需要说明的是，在上述背景技术部分发明的信息仅用于加强对本发明的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。
发明内容
[0005] 本发明的目的在于提供一种采用两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控制方法，进而克服现有电机双轴非线性耦合严重与解耦困难导致的控制能量分配不当的问
题。
[0006] 根据本发明的一个方面，提供一种两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控制方法，包括以下步骤：
[0007] 步骤S10，测量获得永磁同步电机的转子的位置、转速与三相电流中两相电流，并对两相电流进行坐标变换；
[0008] 步骤S20，设置双轴电流比例因子，然后根据所述的q轴的定子电流与双轴电流比例因子定义d轴定子电流期望值，并与所述的d轴定子电流进行比较定义d轴定子电流误差
信号。再构建非线性阻尼网络求解d轴定子电流误差信号阻尼信号；并进行误差非线性累积
迭代运算，得到误差记忆信号；
[0009] 步骤S30，根据所述的d轴定子电流误差信号、d轴定子电流误差阻尼信号、d轴定子电流误差记忆信号定义q轴的定子电压控制信号，实现对d轴定子电流的控制；
[0010] 步骤S40，根据电机任务，设定期望的转速信号，然后测量转速信号并与期望转速信号比较得到转速误差，并进行积分得到转速误差积分信号，再对转速误差信号构建非线
性阻尼网络求解转速误差阻尼信号和q轴定子电流的期望值信号；
[0011] 步骤S50，根据所述的q轴定子电流的期望值为iqx求解二次分解系数，然后按照二次分解非线性解耦法求解q轴定子电流的理想分解值为iqxi；
[0012] 步骤S60，根据所述的q轴定子电流的理想分解值与Park变换后得到的q轴定子电流进行比较计算q轴定子电流误差信号。再构建非线性阻尼网络求解q轴定子电流误差信号
阻尼信号；并进行误差非线性累积迭代运算求解q轴定子电流误差记忆信号；
[0013] 步骤S70，根据所述的q轴电流误差信号、q轴定子电流误差阻尼信号以及q轴定子电流误差记忆信号进行线性组合定义d轴控制电压，再进行Park逆变换得到静止坐标系下
控制电压，然后输出给永磁同步电机实现电机的转速的两轴控制。
[0014] 在本发明的一种示例实施例中，测量获得永磁同步电机的转子的位置、转速与三相电流中两相电流，并对两相电流进行Clarke坐标变换包括：
[0015]
[0016]
[0017] 其中，ia、ib为霍尔电流传感器检测得到的永磁同步电机三相电流信号。iα、iβ为对三相电流中的ia、ib进行Clarke变换后得到两相静止坐标系中的定子电流，id和iq为iα、iβ进
行Prak变换后得到两相旋转坐标系d、q轴的定子电流。
[0018] θe由转子位置的测量值θm进行变换得到。即θe＝pnθm，其中pn为电机极对数。θm为位置检测传感单元测量的永磁同步电机转子的位置信号；
[0019] ωm为速度检测传感单元测量的永磁同步电机转子的转速信号。
[0020] 在本发明的一种示例实施例中，设置双轴电流比例因子，通过d轴定子电流期望值与d轴定子电流误差信号并构建非线性阻尼网络求解d轴定子电流误差信号阻尼信号；进行
误差非线性累积迭代运算，得到误差记忆信号，包括：
[0021] idx＝k1iq；
[0022] ed＝id‑idx；
[0023]
[0024]
[0025]
[0026]
[0027]
[0028] 其中，k1为双轴电流比例因子。
[0029] iq为电机q轴的定子电流，idx为d轴定子电流期望值，id为电机d轴定子电流，ed为d轴定子电流误差信号；edr1为d轴定子电流误差阻尼信号，Ti(i＝1,2,3,4,5,6,7)为时间常
数。ed1为d轴定子电流误差信号近似微分信号，edr为d轴定子电流误差阻尼网络输出信号；
edr2为d轴定子电流误差阻尼网络输出信号的二阶导数信号；eds为d轴定子电流误差记忆信
号，T8、T9与T10为常值控制参数。
[0030] 在本发明的一种示例实施例中，根据所述的d轴定子电流误差信号、d轴定子电流误差阻尼信号、d轴定子电流误差记忆信号定义q轴的定子电压控制信号包括：
[0031]
[0032] 其中ed为d轴定子电流误差信号；edr1为d轴定子电流误差阻尼信号、eds为d轴定子电流误差记忆信号，uq为q轴的定子电压控制信号，其中kqi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为常值控制
参数。
[0033] 在本发明的一种示例实施例中，根据转速误差进行积分得到转速误差积分信号，并构建非线性阻尼网络求解转速误差阻尼信号和q轴定子电流的期望值信号包括：
[0034] eω＝ωm‑ωmc；
[0035] eωs＝∫eωdt；
[0036]
[0037]
[0038]
[0039]
[0040] iqx＝kω1eω+kω2eωs+kω3eωr1；
[0041] 其中，ωmc为根据电机的任务设定电机的期望转速，ωm为电机转速的测量值，eω为电机转速误差信号，eωs为转速误差积分信号，dt表示对时间信号积分，eωr1为根据转速误差
信号eω构建非线性阻尼网络得到转速误差阻尼信号，其中Tωi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为时间
常数。
[0042] eωd1为转速误差信号近似微分信号，eωr为转速误差阻尼网络输出信号；eωr2为转速误差信号阻尼网络输出信号的二阶导数信号；iqx为q轴定子电流的期望值信号，其中kωi(i
＝1,2,3)为常值控制参数。
[0043] 在本发明的一种示例实施例中，根据q轴定子电流的期望值按照二次分解非线性解耦法求解q轴定子电流的理想分解值为iqxi，包括：
[0044] a2＝(Ld‑Lq)k1；
[0045]
[0046] iqxi＝‑(a1+ψf)/(2a2)；
[0047] 其中，a2为采用非线性解耦法分解的二次项系数，k1为所述的双轴电流比例因子的初始值，Ld、Lq分别为电机d、q轴定子绕组电感的标称值，a1为非线性解耦法分解的一次项系
数，ψf为电机永磁体基本激励磁场链过定子绕组的磁链标称值，iqx为所述的q轴定子电流的
期望值信号，iqxi为照二次分解非线性解耦法求解q轴定子电流的理想分解值。
[0048] 在本发明的一种示例实施例中，根据所述的q轴定子电流的理想分解值求解q轴定子电流误差信号；构建非线性阻尼网络求解q轴定子电流误差信号阻尼信号；并进行误差非
线性累积迭代运算求解q轴定子电流误差记忆信号包括：
[0049] eq＝iq‑iqxi；
[0050]
[0051]
[0052]
[0053]
[0054]
[0055] 其中，iq为经过Park变换后得到的q轴定子电流值，iqxi为q轴定子电流的理想分解值，eq为q轴电流误差信号，eqr1为根据q轴定子电流误差信号构建非线性阻尼网络得到的q
轴定子电流误差阻尼信号，Tqi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为时间常数。eq1为q轴电流误差近似微
分信号，eqr为q轴电流误差阻尼网络的输出信号；eqr2为q轴电流误差阻尼网络输出信号的二
阶导数信号；eqs为q轴定子电流误差记忆信号，其中Tq8、Tq9与Tq10为常值控制参数。
[0056] 在本发明的一种示例实施例中，根据所述的q轴电流误差信号、q轴定子电流误差阻尼信号以及q轴定子电流误差记忆信号定义d轴控制电压，然后进行Park逆变换求解即得
到静止坐标系下控制电压，输出给同步电机：
[0057]
[0058]
[0059] 其中，eq为q轴定子电流误差信号、eqr1为q轴定子电流误差阻尼信号、eqs为q轴定子电流误差记忆信号，ud为d轴的定子电压控制信号，kdi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为常值控制参
数，其详细设计见后文案例实施。θe由转子位置的测量值θm进行变换得到，uα、uβ为两相静止
坐标系中的α、β轴定子电压。
[0060] 最后将uα、uβ输出给空间矢量脉宽调制与三相逆变器，最终输出给永磁同步电机控制电机转速达到给得的速度ωmc。有关空间矢量脉宽调制与三相逆变器为本专业成熟技术，
非本发明保护内容，故在此不详细展开说明。
[0061] 有益效果
[0062] 本发明创新地提出了双轴电流联动的方式，从而无需一轴电流为零，使得控制分配与能量分配的思想在两轴电流间得以实施，同时也提出了二次分配法的全局非线性解耦
方法，使得耦合项对系统稳定性的不利影响得以消除，甚至能够利用耦合项的能量为电机
转速控制服务，因此，本发明所提供方法更加灵活，具有很高的创新价值与实用价值。
[0063] 本发明一种采用两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控制方法的主要创新点有如下两点：
[0064] 其一、本发明采用双轴联动的方式，改变了传统一轴控制另一轴稳定的控制模式，实现了控制分配与能量分配，从而使得单轴所需的控制能量大大减少。
[0065] 其二、本发明采用二次分配的非线性解耦方式，是一种直接的全局的非线性解耦方式，而传统的一轴稳定的解耦方式是基于非线性系统小扰动线性化的局部解耦方式，因
此，本发明所提供的方法在非线性解耦方式上，具有传统线性控制理论的小扰动线性化所
无法比拟的全局解耦优势。
[0066] 应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
[0067] 此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分示出了符合本发明的实施例，并与说明书一起用于解释本发明的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明
的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据
这些附图获得其他的附图。
[0068] 图1是本发明提供的两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控制方法流程图。
[0069] 图2是本发明实施例所提供方法的d轴定子电流误差信号曲线；
[0070] 图3是本发明实施例所提供方法的q轴的定子电压控制信号曲线；
[0071] 图4是本发明实施例所提供方法的电机转速误差信号曲线；
[0072] 图5是本发明实施例所提供方法的q轴定子电流的期望值信号；
[0073] 图6是本发明实施例所提供方法的q轴定子电流的理想分解值曲线；
[0074] 图7是本发明实施例所提供方法的q轴电流误差信号曲线；
[0075] 图8是本发明实施例所提供方法的d轴的定子电压控制信号曲线；
[0076] 图9是本发明实施例所提供方法的电机转速信号曲线；
[0077] 图10是本发明实施例所提供方法的d轴定子电流曲线。
具体实施方式
[0078] 现在将参考附图基础上更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的范例；相反，提供这些实施方式使得本发明
将更加全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。所描述的
特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施方式中。在下面的描述中，
提供许多具体细节从而给出对本发明的实施方式的充分理解。然而，本领域技术人员将意
识到，可以实践本发明的技术方案而省略所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其
它的方法、组元、装置、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知技术方案以避免喧宾
夺主而使得本发明的各方面变得模糊。
[0079] 本发明两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控制方法的通过测量永磁同步电机转速与期望转速对比形成误差信号，然后通过误差信号构造阻尼网络与误差记忆信
号，得到q轴定子电流的期望值，再按照双轴联动的原则进行二次分配，对电机系统双轴之
间的非线性进行解耦，从而得到q轴定子电流的理想分解值与d轴定子电流的期望值，再根
据双轴电流误差信号构建阻尼网络与误差记忆信号实现双轴定子电流对指令信号的跟踪，
从而通过两轴二次分配非线性解耦最终实现电机对期望转速的跟踪控制。
[0080] 以下将结合附图对本发明的两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控制方法做进一步的解释以及说明。
[0081] 如图1所示，一种两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控制方法，包括以下步骤：
[0082] 步骤S10，测量永磁同步电机的转子的位置、转速与三相电流中两相电流，并对两相电流进行坐标变换；
[0083] 具体的，首先，通过位置/速度检测传感单元分别测量永磁同步电机转子的位置与转速信号，其中转子位置记为θm，转速记为ωm；其次，通过霍尔电流传感器检测永磁同步电
机三相电流信号，分别记作ia、ib、ic。
[0084] 然后，对三相电流中的ia、ib进行Clarke变换，得到两相静止坐标系中的定子电流iα、iβ。其中Clarke变换定义如下：
[0085]
[0086] 再次进行如下的Prak变换，得到两相旋转坐标系d、q轴的定子电流id与iq。其中Park变换的定义如下：
[0087]
[0088] 其中θe＝pnθm，pn为电机极对数，即θe由转子位置的测量值θm进行变换得到。
[0089] 步骤S20，设置双轴电流比例因子，然后根据所述的q轴的定子电流与双轴电流比例因子定义d轴定子电流期望值，并与所述的d轴定子电流进行比较计算d轴定子电流误差
信号。再构建非线性阻尼网络求解d轴定子电流误差信号阻尼信号；并进行误差非线性累积
迭代运算得到误差记忆信号；
[0090] 具体的，首先设置双轴电流比例因子的初始值为k1，其值可在区间[‑3,3]之间适当选择。
[0091] 其次，将所述的q轴的定子电流iq与双轴电流比例因子k1相乘定义d轴定子电流期望值idx，
[0092] idx＝k1iq；
[0093] 然后，将d轴定子电流期望值idx与所述的d轴定子电流id进行比较定义d轴定子电流误差信号，记作ed，其计算方式如下：
[0094] ed＝id‑idx；
[0095] 再次，根据d轴定子电流误差信号构建非线性阻尼网络求解d轴定子电流误差阻尼信号，记作edr1，其计算方式如下：
[0096]
[0097]
[0098]
[0099]
[0100] 其中Ti(i＝1,2,3,4,5,6,7)为时间常数，详细选取见后文案例实施。
[0101] 最后，根据误差信号ed(n)与edr(n)进行非线性累积迭代运算求解d轴定子电流误差记忆信号，记作eds，其迭代计算方式如下：
[0102]
[0103] 其中，T8、T9与T10为常值控制参数，其详细设计见后文案例实施。
[0104] 步骤S30，根据所述的d轴定子电流误差信号、d轴定子电流误差阻尼信号、d轴定子电流误差记忆信号定义q轴的定子电压控制信号，实现对d轴定子电流的控制。
[0105] 具体的，根据所述的d轴定子电流误差信号ed、d轴定子电流误差阻尼信号edr1、d轴定子电流误差记忆信号eds定义得到q轴的定子电压控制信号，记作uq，其计算方式如下：
[0106]
[0107] 其中，kqi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为常值控制参数，其详细设计见后文案例实施。
[0108] 步骤S40，根据电机任务，设定期望的转速信号，然后测量转速信号并与期望转速信号比较得到转速误差，并进行积分得到转速误差积分信号，再对转速误差信号构建非线
性阻尼网络求解转速误差阻尼信号和q轴定子电流的期望值信号。
[0109] 具体的，首先根据电机的任务，设定电机的期望转速为ωmc，根据上述电机转速的测量值ωm，进行比较得到电机转速误差信号，记为eω，其计算方式如下：eω＝ωm‑ωmc。
[0110] 其次，根据电机的转速误差信号eω，构建转速误差积分信号，记为eωs，其计算方式如下：
[0111] eωs＝∫eωdt；
[0112] 其中dt表示对时间信号积分，其详细设计见后文案例实施。
[0113] 再次，根据转速误差信号eω构建非线性阻尼网络求解转速误差阻尼信号，记作eωr1，其计算方式如下：
[0114]
[0115]
[0116]
[0117]
[0118] 其中，Tωi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为时间常数，详细选取见后文案例实施。
[0119] 最后，根据所述的转速误差信号eω、转速误差积分信号eωs与转速误差阻尼信号eωr1定义q轴定子电流的期望值信号，记作iqx，其计算方式如下：
[0120] iqx＝kω1eω+kω2eωs+kω3eωr1；
[0121] 其中，kωi(i＝1,2,3)为常值控制参数，其详细设计见后文案例实施。
[0122] 步骤S50，根据所述的q轴定子电流的期望值为iqx求解二次分解系数，然后按照二次分解非线性解耦法求解q轴定子电流的理想分解值为iqxi；
[0123] 具体的，首先求解非线性解耦法分解的二次项系数，定义为a2，其计算方式如下：
[0124] a2＝(Ld‑Lq)k1；
[0125] 其中k1为所述的双轴电流比例因子的初始值。Ld、Lq分别为电机d、q轴定子绕组电感的标称值。
[0126] 其次，求解非线性解耦法分解的一次项系数，定义为a1，其计算方式如下：
[0127]
[0128] 其中ψf为电机永磁体基本激励磁场链过定子绕组的磁链标称值，iqx为所述的q轴定子电流的期望值信号。
[0129] 最后，按照二次分解非线性解耦法求解q轴定子电流的理想分解值，记作iqxi，其计算方式如下：
[0130] iqxi＝‑(a1+ψf)/(2a2)；
[0131] 步骤S60，根据所述的q轴定子电流的理想分解值iqxi与Park变换后得到的q轴定子电流进行比较定义q轴定子电流误差信号。再构建非线性阻尼网络求解q轴定子电流误差信
号阻尼信号；并进行误差非线性累积迭代运算求解q轴定子电流误差记忆信号；
[0132] 首先，根据上述Park变换后得到的iq值与上述q轴定子电流的理想分解值iqxi进行比较得到q轴电流误差信号，记作eq，其计算方式为eq＝iq‑iqxi。
[0133] 再次，根据q轴定子电流误差信号构建非线性阻尼网络求解q轴定子电流误差阻尼信号，记作eqr1，其计算方式如下：
[0134]
[0135]
[0136]
[0137]
[0138] 其中Tqi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为时间常数，详细选取见后文案例实施。
[0139] 最后，根据误差信号eq(n)与eqr(n)进行非线性累积迭代运算，得到q轴定子电流误差记忆信号，记作eqs，其迭代计算方式如下：
[0140]
[0141] 其中Tq8、Tq9与Tq10为常值控制参数，其详细设计见后文案例实施。
[0142] 步骤S70，根据所述的q轴电流误差信号、q轴定子电流误差阻尼信号，以及q轴定子电流误差记忆信号定义d轴控制电压，再进行Park逆变换，得到静止坐标系下控制电压并输
出给同步电机，进而实现同步电机的转速控制。
[0143] 具体的，根据所述的q轴定子电流误差信号eq、q轴定子电流误差阻尼信号eqr1、q轴定子电流误差记忆信号eqs定义d轴的定子电压控制信号，记作ud，其计算方式如下：
[0144]
[0145] 其中kdi(i＝1,2,3,4,5,6,7)为常值控制参数，其详细设计见后文案例实施。
[0146] 然后，针对所述设计的q轴定子电压uq与d轴定子电压ud进行Park逆变换如下
[0147]
[0148] 其中uα、uβ为两相静止坐标系中的α、β轴定子电压，
[0149] 最后，将uα、uβ输出给空间矢量脉宽调制与三相逆变器，最终输出给永磁同步电机，控制电机转速达到给得的速度ωmc。有关空间矢量脉宽调制与三相逆变器为本专业成熟技
术，非本发明保护内容，故在此不详细展开说明。
[0150] 案例实施与计算机仿真模拟结果分析
[0151] 在步骤S10中，测量过程与坐标变换过程与前文描述相同，在此不再重复。
[0152] 在步骤S20中，设定k1＝‑0.4，得到d轴定子电流误差信号如图2所示，设置T1＝0.3、T2＝0.5、T3＝0.1、T4＝1、T5＝0.3、T6＝0.001、T7＝1000。
[0153] 在步骤S30中，选取kq1＝‑200、kq2＝‑5、kq3＝‑3、kq4＝2、kq5＝‑10、kq6＝‑3、kq7＝‑3，最终得到q轴的定子电压控制信号如图3所示。
[0154] 在步骤S40中设定电机的期望转速为ωmc＝20，得到电机转速误差信号如图4所示，设置Tω1＝0.4、Tω2＝0.2、Tω3＝0.25、Tω4＝1、Tω5＝0.4、Tω6＝0.001、Tω7＝1000、kω1＝‑180、
kω2＝‑120、kω3＝‑52，得到q轴定子电流的期望值信号如图5所示。
[0155] 在步骤S50，本案例中电机d、q轴定子绕组电感的标称值为Ld＝0.02、Lq＝0.06，得到q轴定子电流的理想分解值如图6所示。
[0156] 在步骤S60中，选取Tq1＝0.15、Tq2＝0.35、Tq3＝0.5、Tq4＝1、Tq5＝0.8、Tq6＝0.001、Tq7＝1000，得到q轴电流误差信号如图7所示。
[0157] 在步骤S70中，选取kq1＝‑2.5、kq2＝‑0.8、kq3＝‑0.2、kq4＝0.6、kq5＝‑0.5、kq6＝‑0.2、kq7＝‑0.13，得到d轴的定子电压控制信号如图8所示，并控制电机得到最终的电机转速
信号如图9所示。
[0158] 由图2可用看出，d轴定子电流误差信号能够快速收敛到0，其收敛时间小于0.1s。由图3可用看出，q轴的定子电压控制信号变化比较平缓，无尖刺现象，比较利于延长电机使
用寿命。由图4可用看出，电机转速误差信号大约在3秒内趋于0，其过程平滑，速度也较快。
[0159] 本发明的方法能够将控制所需能量进行分解分布在q轴与d轴两个方向，如图5显示的q轴定子电流的期望值与图6显示的q轴定子电流的理想分解值有所不同，即表明本发
明能够将控制所需能量进行有效分解，并且分布在q轴与d轴两个方向，这是和以往电机控
制有本质区别的地方(因为传统的传递电机控制的d轴主要是稳定作用，其电流基本在0左
右)。因此，本发明将控制所需的能量进行双轴分解后能够更加合理地进行控制分配与能量
分配，进而减少单个轴向的控制所需能量，上述优势是传统的电机转速控制方法不可能达
到的。与此同时，图10给出了d轴定子电流曲线，可见其和传统电机控制的区别在于稳定状
态时d轴定子电流并不为零，即由于本发明进行了控制分配与能量分配的原因，即也进一步
印证了本发明能够双轴能量分解。即本发明的两轴二次分配非线性解耦的永磁电机转速控
制方法通过测量永磁同步电机的转速与期望值的比较得到误差信号，然后构造阻尼网络得
到一轴的期望信号；再设置双轴联动方式进行二次分配将期望信号分解到两个轴向得到双
轴的电流理想分配值，再构造阻尼网络与误差累积算法对双轴电流进行跟踪控制实现电机
转速的跟踪。
[0160] 如图7所示的q轴电流误差信号也是快速收敛到0，其收敛时间小于0.2秒；图8所示的d轴的定子电压控制信号其变化也比较平滑，无毛刺现象；由图9可以看出，最终的电机转
速信号能在5秒内跟踪期望转速信号20。以上均表明本发明所提供的方法，能够有效的完成
电机控制任务，而且双轴同时进行控制分配的方式，具有理论的创新性，而且能够解决单轴
控制能量过大的问题，并能合理地消除其双轴之间的非线性耦合，从而提高电机控制品质。
[0161] 以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种等同变换，这
些等同变换均属于本发明的保护范围。另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述
的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不
必要的重复，本发明对各种可能的组合方式不再另行说明。此外，本发明的各种不同的实施
方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本发明的思想，其同样应当视为本发明所公
开的内容。
