具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制方法转让专利
申请号 : CN202110435077.1
文献号 : CN113193569B
文献日 : 2022-05-20
发明人 : 周挺辉 , 赵利刚 , 秦亮 , 杨诗琦 , 朱蜀 , 刘开培
申请人 : 南方电网科学研究院有限责任公司 , 武汉大学
摘要 :
本发明提出一种具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制方法，其包括：基于交流侧频率偏差控制得到电容能量控制的参考功率指令修正量ΔWc1；利用直流侧虚拟电容能量控制得到直流侧修正量ΔWc2；通过对MMC电容能量的稳态功率进行修正得到电容能量控制的参考功率指令让MMC电容能量根据交流侧的频率波动和直流母线的电压进行响应，参与振荡能量的吸收，该控制方法从MMC电容直接汲取能量，对交流侧频率和直流侧振荡的响应迅速，可以具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制的功能，充分发挥MMC电容能量阻尼控制的优势。
权利要求 :
1.一种具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制方法，其应用在多端直流电网系统中，其特征在于，所述多端直流电网系统包括采用定直流电压控制的换流器，所述电容能量控制方法包括：基于交流侧频率偏差控制得到电容能量控制的参考功率指令修正量ΔWc1，其中所述交流侧频率偏差控制包括测量与换流器相连的交流母线电压频率，并经过一个低通滤波器LPF滤除其高频分量，滤波器传递函数为GLPF,将滤波后的交流母线电压频率ωPCC与基准频率 作差,利用基于交流侧频率偏差的PI控制,得到电容能量控制的参考功率指令修正量ΔWc1,如式(2)所示：利用直流侧虚拟电容能量控制得到直流侧修正量ΔWc2；通过对换流器电容能量的稳态功率 进行修正得到对换流器进行电容能量控制的参考功率指令 如表达式(1)所示：
所述换流器的电容能量根据交流侧的频率波动和直流母线的电压进行响应，参与振荡能量的吸收；
所述的直流侧虚拟电容能量控制包括测量与MMC相连的直流母线电压udc，通过添加一个直流侧虚拟电容Cvir，取该电容能量的导数，并经过一个低通滤波器LPF滤除其高频分量，得到直流侧修正量ΔWc2,如表达式(3)所示：
2.根据权利要求1所述的具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制方法，其特征在于，所述的电容能量控制包括采用双闭环控制，内环为环流电流零序分量idiff0控制，其PI动态方程为：Geic＝kpeic+kieic/s，其中kpeic和kieic分别为比例控制参数和积分控制参数；外环为电容能量比例控制，其比例控制参数为kpec。
3.根据权利要求2所述的具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制方法，其特征在于，MMC电容能量外环控制包括将电容能量Wc与电容电压 的关系表示为表达式(4)所示：
其中，Carm为MMC桥臂等效电容。
4.根据权利要求3所述的具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制方法，其特征在于，还包括在MMC电容能量控制中加入二阶低通滤波，其动态方程为：其中，s为拉氏变换中的复数参变量，ωn和ζ为滤波器的截止频率和阻尼比。
说明书 :
具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制
方法
技术领域
[0001] 本发明属于电网振荡控制技术领域，具体涉及一种具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制的电容能量控制方法，特别是涉及一种具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的
电容能量控制方法。
电容能量控制方法。
背景技术
[0002] 在换流器与外部电路如风机和弱电网的相互作用中，控制器参数整定不恰当，换流器输出功率过大,和电网过弱都会导致换流器与外部电路阻抗不匹配，从而在交流侧或
直流侧出现次同步振荡，影响电网的安全稳定运行。
直流侧出现次同步振荡，影响电网的安全稳定运行。
[0003] 目前对换流器交流侧次同步振荡的抑制方法有：在MMC交流电压控制器中加入串联虚拟电阻；在送端换流站外环中加入附加阻尼控制和引入功率阻尼同步控制等。上述控
制在两电平与MMC拓扑中的实施差异较小，未充分利用MMC特点。
制在两电平与MMC拓扑中的实施差异较小，未充分利用MMC特点。
[0004] 传统直流电网的动态特性主要由下垂控制的增益和直流电网中电容的总存储能量决定。当采用两电平换流器时，直流电网的总存储能量由换流器直流侧电容决定，此时改
善直流电网的动态特性仅通过调整下垂控制的增益实现，对直流电网稳定性的提升效果有
限。当采用模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)时，根据MMC的控制
策略，其内部电容能量与直流侧母线电压解耦，这部分能量可以用于支撑直流电压，提升直
流电网的稳定性。
善直流电网的动态特性仅通过调整下垂控制的增益实现，对直流电网稳定性的提升效果有
限。当采用模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)时，根据MMC的控制
策略，其内部电容能量与直流侧母线电压解耦，这部分能量可以用于支撑直流电压，提升直
流电网的稳定性。
[0005] MMC的电容能量控制分为两种：一种是内部能量均衡控制，用于控制上下桥臂电容能量的差值，实现MMC内部能量均衡，该控制可以减小电容电压波动；另一种是总电容能量
控制，用于控制上下桥臂电容能量之和，即MMC交流测和直流侧能量之差。通过控制环流的
零序分量即可控制MMC中存储的总电容能量，利用电容能量控制可以实现减小环流波动，提
供交流侧短期频率支撑、提升直流电网稳定性，提供惯量支撑和抑制低频振荡等功能。电容
能量控制可以为MMC控制系统提供多余的自由度，并在短时间尺度内提供阻尼能量。内部能
量均衡控制能有效抑制MMC阻抗中的谐振峰，但能量控制仅仅保持电容器中能量为恒定值，
没有对电容能量进行调制。为充分利用MMC电容能量释放和存储的快速性和灵活性，进一步
为交流侧提供短期频率支撑和提高能量控制对直流电网振荡的阻尼效果，需要在控制系统
中加入总电容能量控制。现有技术中对MMC总电容能量普遍不作调制，存在MMC电容能量未
充分参与交流侧短期频率支撑和阻尼直流电网次同步振荡的问题。
控制，用于控制上下桥臂电容能量之和，即MMC交流测和直流侧能量之差。通过控制环流的
零序分量即可控制MMC中存储的总电容能量，利用电容能量控制可以实现减小环流波动，提
供交流侧短期频率支撑、提升直流电网稳定性，提供惯量支撑和抑制低频振荡等功能。电容
能量控制可以为MMC控制系统提供多余的自由度，并在短时间尺度内提供阻尼能量。内部能
量均衡控制能有效抑制MMC阻抗中的谐振峰，但能量控制仅仅保持电容器中能量为恒定值，
没有对电容能量进行调制。为充分利用MMC电容能量释放和存储的快速性和灵活性，进一步
为交流侧提供短期频率支撑和提高能量控制对直流电网振荡的阻尼效果，需要在控制系统
中加入总电容能量控制。现有技术中对MMC总电容能量普遍不作调制，存在MMC电容能量未
充分参与交流侧短期频率支撑和阻尼直流电网次同步振荡的问题。
发明内容
[0006] 本发明的目的是提供一种具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制方法，以充分利用MMC电容能量释放和存储的快速性和灵活性特性，提升交直流混联电
网的运行的稳定性。
网的运行的稳定性。
[0007] 为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：利用基于能量控制的阻尼控制器得到模块化多电平变流器(MMC)电容能量控制的参考功率指令；MMC电容充当缓冲器，让电容
能量根据直流母线的电压进行响应，充分参与振荡能量的吸收，达到抑制直流电网次同步
振荡的效果；控制对象的输出为MMC电容能量控制的参考功率指令，被控系统为包含MMC的
直流电网。
能量根据直流母线的电压进行响应，充分参与振荡能量的吸收，达到抑制直流电网次同步
振荡的效果；控制对象的输出为MMC电容能量控制的参考功率指令，被控系统为包含MMC的
直流电网。
[0008] 本发明提供一种具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制方法，其应用在多端直流电网系统中，所述多端直流电网系统包括采用定直流电压控制的换流
器，所述电容能量控制方法包括：基于交流侧频率偏差控制得到电容能量控制的参考功率
指令修正量ΔWc1，其中所述交流侧频率偏差控制包括测量与换流器相连的交流母线电压频
率，并经过一个低通滤波器LPF滤除其高频分量，滤波器传递函数为GLPF,将滤波后的交流母
线电压频率ωPCC与基准频率 作差,利用基于交流侧频率偏差的PI控制，得到电容能量控
制的参考功率指令修正量ΔWc1,如式(2)所示：
器，所述电容能量控制方法包括：基于交流侧频率偏差控制得到电容能量控制的参考功率
指令修正量ΔWc1，其中所述交流侧频率偏差控制包括测量与换流器相连的交流母线电压频
率，并经过一个低通滤波器LPF滤除其高频分量，滤波器传递函数为GLPF,将滤波后的交流母
线电压频率ωPCC与基准频率 作差,利用基于交流侧频率偏差的PI控制，得到电容能量控
制的参考功率指令修正量ΔWc1,如式(2)所示：
[0009]
[0010] 利用直流侧虚拟电容能量控制得到直流侧修正量ΔWc2；通过对换流器电容能量的稳态功率 进行修正得到对换流器进行电容能量控制的参考功率指令 如表达式
(1)所示：
(1)所示：
[0011]
[0012] 所述换流器的电容能量根据交流侧的频率波动和直流母线的电压进行响应，参与振荡能量的吸收。
[0013] 进一步，所述的直流侧虚拟电容能量控制包括测量与MMC相连的直流母线电压udc，通过添加一个直流侧虚拟电容Cvir，取该电容能量的导数，并经过一个低通滤波器LPF滤除
其高频分量，得到直流侧修正量ΔWc2,如表达式(3)所示：
其高频分量，得到直流侧修正量ΔWc2,如表达式(3)所示：
[0014]
[0015] 可优选的是，所述的MMC电容能量控制包括采用双闭环控制，内环为环流电流零序分量idiff0控制，其PI动态方程为：Geic＝kpeic+kieic/s，其中kpeic和kieic分别为比例控制参数
和积分控制参数；外环为电容能量比例控制，其比例控制参数为kpec。
和积分控制参数；外环为电容能量比例控制，其比例控制参数为kpec。
[0016] 可优选的是，所述的MMC电容能量外环控制包括将电容能量Wc与电容电压 的关系表示为表达式(4)所示：
[0017]
[0018] 其中，Carm为MMC桥臂等效电容。
[0019] 进一步，还包括在MMC电容能量控制中加入二阶低通滤波，其动态方程为：
[0020]
[0021] 其中，其中，s为拉氏变换中的复数参变量，ωn和ζ为滤波器的截止频率和阻尼比ωn和ζ为滤波器的截止频率和阻尼比。
[0022] 本发明的有益效果：将能量阻尼控制器用于MMC的电容能量控制，能够抑制风电功率增大和电网运行方式改变导致电网变弱等情形下MMC交流侧或直流侧电网中发生的次同
步振荡。采用交流侧PCC节点频率作为反馈量得到电容能量修正量，能够抑制交流侧振荡中
PCC节点频率相对基准频率的最大偏离值；采用直流侧虚拟电容能量作为反馈量得到电容
能量修正量，能够阻尼直流侧电压振荡，同时避免MMC电容电压波动剧烈。
步振荡。采用交流侧PCC节点频率作为反馈量得到电容能量修正量，能够抑制交流侧振荡中
PCC节点频率相对基准频率的最大偏离值；采用直流侧虚拟电容能量作为反馈量得到电容
能量修正量，能够阻尼直流侧电压振荡，同时避免MMC电容电压波动剧烈。
[0023] 本发明具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制方法中MMC电容充当缓冲器，让电容能量根据交流侧的频率波动和直流侧电压进行响应，充分参与振荡能
量的吸收。从结构上来说，传统阻尼控制器的能量主要来自于电源侧，汲取能量的方式不及
从电容直接汲取能量所具有的快速性。次同步振荡的阻尼对能量的大小的要求相对来说较
低，而对快速性的要求则较高，因此电容能量阻尼控制可以在交流侧短期频率支撑和直流
侧振荡抑制中充分发挥优势。
量的吸收。从结构上来说，传统阻尼控制器的能量主要来自于电源侧，汲取能量的方式不及
从电容直接汲取能量所具有的快速性。次同步振荡的阻尼对能量的大小的要求相对来说较
低，而对快速性的要求则较高，因此电容能量阻尼控制可以在交流侧短期频率支撑和直流
侧振荡抑制中充分发挥优势。
附图说明
[0024] 图1为本发明具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制方法一个实施例嵌入四端直流电网系统的结构示意图；
[0025] 图2为本发明一个实施例MMC的结构示意图；
[0026] 图3为本发明一个实施例MMC主控制器的控制框图；
[0027] 图4为本发明一个实施例MMC环流抑制的控制框图；
[0028] 图5为本发明一个实施例MMC电容能量的控制框图；
[0029] 图6为本发明一个实施例能量阻尼控制框图。
具体实施方式
[0030] 下面结合附图对本发明的实施方式进行详细描述。
[0031] 本发明提供一种具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制功能的电容能量控制方法，其应用在多端直流电网系统中，如图1所示，多端直流电网系统在图1为一个四端直流电网
系统。四端直流电网系统包括第一端1、第二端2、第三端3和第四端4。第一端1和第二端2之
间通过第一电缆5相连，第一端1和第三端3之间通过第二电缆6相连，第二端2和第四端4之
间通过第三电缆7相连，第三端3和第四端4之间通过第四电缆8相连。第一端1包括位于虚线
框内的交流系统、直流母线元件、以及设置在交流系统和直流母线之间的采用定直流电压
控制的换流器MMC1。在一个优选的方案中，第二端2、第三端3和第四端4具有与第一端1基本
相同的结构，其不同之处在于在换流器MMC1采用定直流电压的控制方式，例如将直流母线
或者称直流母线元件的电压控制在一个诸如200千伏的预设值上。本发明的电容能量控制
方法通过控制换流器实现。
系统。四端直流电网系统包括第一端1、第二端2、第三端3和第四端4。第一端1和第二端2之
间通过第一电缆5相连，第一端1和第三端3之间通过第二电缆6相连，第二端2和第四端4之
间通过第三电缆7相连，第三端3和第四端4之间通过第四电缆8相连。第一端1包括位于虚线
框内的交流系统、直流母线元件、以及设置在交流系统和直流母线之间的采用定直流电压
控制的换流器MMC1。在一个优选的方案中，第二端2、第三端3和第四端4具有与第一端1基本
相同的结构，其不同之处在于在换流器MMC1采用定直流电压的控制方式，例如将直流母线
或者称直流母线元件的电压控制在一个诸如200千伏的预设值上。本发明的电容能量控制
方法通过控制换流器实现。
[0032] 具体地，本发明电容能量控制方法包括：基于交流侧频率偏差控制得到电容能量控制的参考功率指令修正量ΔWc1，其中交流侧频率偏差控制包括测量与换流器相连的交流
母线电压频率ωPCC，并经过一个低通滤波器LPF滤除其高频分量，滤波器传递函数为GLPF,将
滤波后的交流母线电压频率与基准频率ωp*u作差,利用基于交流侧频率偏差的PI控制,得
到电容能量控制的参考功率指令修正量ΔWc1,如式(2)所示：
母线电压频率ωPCC，并经过一个低通滤波器LPF滤除其高频分量，滤波器传递函数为GLPF,将
滤波后的交流母线电压频率与基准频率ωp*u作差,利用基于交流侧频率偏差的PI控制,得
到电容能量控制的参考功率指令修正量ΔWc1,如式(2)所示：
[0033]
[0034] 利用直流侧虚拟电容能量控制得到直流侧修正量ΔWc2；通过对换流器MMC1的电容能量的稳态功率 进行修正得到对换流器进行电容能量控制的参考功率指令 如表
达式(1)所示：
达式(1)所示：
[0035]
[0036] 换流器的电容能量根据交流侧的频率波动和直流母线的电压进行响应，参与振荡能量的吸收。
[0037] 下面以具体实施例对本发明技术方案进行介绍：如图1所示，四端直流电网系统中MMC1的控制系统加入能量阻尼控制器，具体实施时，包括以下步骤：
[0038] (一)MMC及其控制系统的建模
[0039] MMC的结构框图如图2所示。在三相平衡的情况下，换流器的结构使得换流器内的各电气量存在对称性，体现为上下桥臂的对应电气及控制信号基频分量相反，直流分量及
二次分量相同。由于MMC的子模块数目多，输出电压的电平数多，波形质量高，谐波含量低，3
次及以上谐波分量在建模过程中可以忽略。在同步旋转坐标系下建立换流器的数学模型将
三相交流量变换为两轴直流量，简化了控制器的模型，使控制器的设计变得简单，且控制效
果良好。利用动态相量建模的方法在同步旋转坐标系下建立MMC的数学模型，便于后续控制
系统的设计。
二次分量相同。由于MMC的子模块数目多，输出电压的电平数多，波形质量高，谐波含量低，3
次及以上谐波分量在建模过程中可以忽略。在同步旋转坐标系下建立换流器的数学模型将
三相交流量变换为两轴直流量，简化了控制器的模型，使控制器的设计变得简单，且控制效
果良好。利用动态相量建模的方法在同步旋转坐标系下建立MMC的数学模型，便于后续控制
系统的设计。
[0040] 考虑三相平衡的情况，四个换流器的电气部分在静止坐标系下的状态空间模型相同，如式(1)所示：
[0041]
[0042] 其中， 和 分别为上下桥臂电容总电压，idiff为桥臂环流，i为阀侧交流电流，mp和mn是上、下桥臂的调制系数，Larm、Carm和Rarm为桥臂等效电感、桥臂等效电容和桥臂等效
电阻，udc为直流侧母线电压，uv是MMC交流侧端电压。
电阻，udc为直流侧母线电压，uv是MMC交流侧端电压。
[0043] 基于动态相量的建模方法，将MMC电气部分的模型由静止坐标系转换到xy同步旋转坐标系下，得到旋转坐标系下的MMC10阶动态相量状态空间模型如式(2)所示：
[0044]
[0045] 其中
[0046]
[0047]
[0048]
[0049]
[0050]
[0051] 下标x、y表示信号的基频分量在角速度为工频ω的同步旋转坐标系下的值，下标x2、y2表示信号的二倍频分量在在角速度为‑2ω的同步旋转坐标系下的值。
[0052] MMC控制系统采用经典的PI控制算法，其作用为通过输入电气系统中的各状态变量及输出电压指令值或输出功率指令值得到MMC调制信号m的各分量。这里考虑控制系统具
体包括电容能量控制、主控制器和环流抑制控制。在交流侧为有源系统时，需要计及锁相环
的影响，此时系统中存在两个坐标系，即系统坐标系与交流电网保持同步，记为xy坐标系和
控制坐标系，其中控制坐标系与PLL保持同步，记为dq坐标系。记θ为两个坐标系的角度差，
以电压uv为例，两个坐标中变量的转换关系如式(3)所示：
体包括电容能量控制、主控制器和环流抑制控制。在交流侧为有源系统时，需要计及锁相环
的影响，此时系统中存在两个坐标系，即系统坐标系与交流电网保持同步，记为xy坐标系和
控制坐标系，其中控制坐标系与PLL保持同步，记为dq坐标系。记θ为两个坐标系的角度差，
以电压uv为例，两个坐标中变量的转换关系如式(3)所示：
[0053]
[0054] 其中，Gdel1表示从系统坐标系到控制坐标系的延时，Ubase为电压基准值。
[0055] 将式(3)线性化，并结合锁相环的动态方程，可以得到从uv到θ的传递函数：
[0056]
[0057] 其中，θ0是θ的稳态值；Uvd是uvx在控制器中的稳态值；tfPLL＝kppll+kipll/s是代表PLL的PI环节动态的传递函数；kppll和kipll分别是PI环节的比例系数和积分系数。进一步，可
以得到两个坐标系下uv转换关系的频域表示：
以得到两个坐标系下uv转换关系的频域表示：
[0058]
[0059] MMC的主控制器采用双闭环控制，外环控制输出电压为指令值，内环控制交流电流为外环控制得到的电流参考值，其结构框图如图3所示。定交流电压控制下，MMC主控制器在
xy轴坐标下的动态方程如式(6)所示：
xy轴坐标下的动态方程如式(6)所示：
[0060]
[0061] 其中，kpac和kiac是PI控制的比例和积分系数，Zbase为阻抗基准值。Gdel2表示从控制坐标系到系统坐标系的延时。
[0062] MMC的环流抑制控制器控制桥臂中的二次环流分量为0，其控制框图如图4所示。MMC环流抑制控制在xy轴坐标下的动态方程式(7)所示：
[0063]
[0064] MMC的电容器的能量控制可以通过控制环流电流来实现，其控制框图如图5所示。xy轴下的电容能量与电容电压的关系可以近似表示为：
[0065]
[0066] 能量控制器控制的是环流的零序分量，采用双闭环控制，内环为环流电流零序分量idiff0控制，其PI动态方程为：Geic＝kpeic+kieic/s；外环为电容能量比例控制，其比例控制
参数为kpec。为避免电容能量中的高频分量导致尖刺和不稳定，在电容能量测量中加入二阶
低通滤波环节，其动态方程为：
参数为kpec。为避免电容能量中的高频分量导致尖刺和不稳定，在电容能量测量中加入二阶
低通滤波环节，其动态方程为：
[0067]
[0068] 其中，ωn和ζ为滤波器的截止频率和阻尼比。能量控制器在s平面的动态方程可以写为：
[0069]
[0070] 其中，
[0071] 上式中电容能量采用标幺值，并考虑了电容电压测量中的采样延迟，Ibase和Udcnom分别为电流基准值和直流电压基准值。
[0072] (二)具有短期频率支撑和直流侧振荡抑制的电容能量控制
[0073] 如图6所示，在四端直流电网中，MMC1的电容能量参考值由能量阻尼控制器的输出量给出，其余三个换流器的电容能量参考值均取恒定值
[0074] 能量阻尼控制器通过测量与MMC相连的交流母线电压频率ωPCC，并经过一个低通滤波器LPF滤除其高频分量，滤波器传递函数为GLPF,将滤波后的交流母线电压频率与基准
频率 作差,利用基于交流侧频率偏差的PI控制,得到电容能量控制的参考功率指令修正
量ΔWc1,如式(11)所示；测量与MMC相连的直流母线电压udc，通过添加一个直流侧虚拟电容
Cvir，取该电容能量的导数，并经过一个低通滤波器LPF滤除其高频分量，得到直流侧修正量
ΔWc2,表达式(12)所示；通过对MMC电容能量的稳态功率 进行修正得到电容能量控制的
参考功率指令 如表达式(13)所示；为避免出现过调制，在能量参考值前加入限幅环
节，保护电容。
频率 作差,利用基于交流侧频率偏差的PI控制,得到电容能量控制的参考功率指令修正
量ΔWc1,如式(11)所示；测量与MMC相连的直流母线电压udc，通过添加一个直流侧虚拟电容
Cvir，取该电容能量的导数，并经过一个低通滤波器LPF滤除其高频分量，得到直流侧修正量
ΔWc2,表达式(12)所示；通过对MMC电容能量的稳态功率 进行修正得到电容能量控制的
参考功率指令 如表达式(13)所示；为避免出现过调制，在能量参考值前加入限幅环
节，保护电容。
[0075]
[0076]
[0077]
[0078] 本实施例控制方法同样适用于在各个场景下用于减小电压波动的直流电网振荡阻尼控制。
[0079] 以上所述的实施例仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案
做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。
做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。