控制电路及电源芯片

摘要

本发明提供了一种控制电路及电源芯片。其中，所述控制电路包括信号电容器，当不符合频率调节条件时，所述信号电容器以固定电流周期性地充放电；当符合所述频率调节条件时，所述信号电容器的充电电流随着开关电源系统的输出电流增大而增大，从而提高了所述信号电容器的充放电频率；所述控制电路输出的脉宽调制信号的周期与所述信号电容器的充放电周期相同。从而解决了现有技术中开关电源无法兼顾小负载电流时降低能耗，提高转换效率的需求和大负载电流时降低元器件体积的需求的问题。

权利要求

1.一种控制电路，其特征在于，用于输出脉宽调制信号驱使功率管导通或者关断进而控制开关电源系统的导通或者关断，所述控制电路包括电流检测信号输入端、信号电容器、第一恒流元件、第二恒流元件和恒流模块；其中，所述电流检测信号输入端用于接收电流检测信号，所述电流检测信号基于所述开关电源系统的输出电流生成；

所述第一恒流元件用于提供第一恒流，所述第二恒流元件用于提供第二恒流；

所述恒流模块用于提供可变的第三恒流，当所述电流检测信号不符合频率调节条件时，所述第三恒流的值为0；当所述电流检测信号符合所述频率调节条件时，所述第三恒流的值与所述开关电源系统的输出电流存在比例关系；

所述信号电容器周期性地充放电，所述信号电容器的充电电流为所述第一恒流和所述第三恒流的和，所述信号电容器的放电电流为所述第二恒流和所述充电电流的差；

所述脉宽调制信号的周期与所述信号电容器的充放电周期相同；

所述控制电路包括采样模块和比较模块，所述采样模块的输入端被配置为所述电流检测信号输入端，所述采样模块用于基于所述电流检测信号生成中间电压，所述中间电压与所述开关电源系统的输出电流成比例关系；所述比较模块用于对供电电压进行分压得到第二参考电压，当所述中间电压大于所述第二参考电压时，所述比较模块输出所述中间电压，当所述中间电压小于所述第二参考电压时，所述比较模块不输出信号；所述比较模块的输出端与所述恒流模块的输入端连接。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述信号电容器处于放电状态时，仅当所述信号电容器的电压小于第一预设电压，所述信号电容器切换为充电状态；所述信号电容器处于充电状态时，仅当所述信号电容器的电压大于第二预设电压，所述信号电容器切换为放电状态。

3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，当所述信号电容器的电压大于第一参考电压时，所述脉宽调制信号为低电平，当所述信号电容器的电压小于所述第一参考电压时，所述脉宽调制信号为高电平。

4.根据权利要求1 3中任一项所述的控制电路，其特征在于，所述第二恒流与所述充电~

电流的最大值的比值大于100；和/或，所述第三恒流不为0时，所述第三恒流与所述第一恒流的比值在0.1 3之间。

~

5.根据权利要求1 3中任一项所述的控制电路，其特征在于，所述电流检测信号不符合~

所述频率调节条件时，所述信号电容器的充放电频率大于安全噪音频率。

6.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述恒流模块包括第一运算放大器、第二运算放大器、第三运算放大器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻和第七电阻；其中，

所述第一运算放大器的同相端与所述比较模块的输出端连接，所述第一运算放大器的同相端还用于通过所述第一电阻与所述第一运算放大器的电源负端连接，所述第一运算放大器的反相端与自身的输出端连接；

所述第二电阻的第一端与所述第一运算放大器的输出端连接，所述第二电阻的第二端与所述第二运算放大器的同相端连接；所述第三电阻的第一端与所述第二电阻的第二端连接，所述第三电阻的第二端用于接地；所述第四电阻的第一端与所述第二运算放大器的同相端连接，所述第四电阻的第二端与所述第三运算放大器的输出端连接；所述第五电阻的第一端与所述第二运算放大器的反相端连接，所述第五电阻的第二端用于接地；所述第六电阻的第一端与所述第二运算放大器的反相端连接，所述第六电阻的第二端与所述第二运算放大器的输出端连接；所述第七电阻的第一端与所述第二运算放大器的输出端连接，所述第七电阻的第二端与所述第三运算放大器的同相端连接，所述第七电阻的第二端还用于输出所述第三恒流；

所述第三运算放大器的同相端用于获取所述信号电容器的电压，所述第三运算放大器的反相端与所述第三运算放大器的输出端连接。

7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述第一运算放大器为轨到轨输出的运算放大器，以及，所述第三运算放大器为轨到轨输出的运算放大器。

8.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括斜坡电压模块，所述斜坡电压模块包括充放电切换比较器、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第一开关元件、第二开关元件、所述第一恒流元件、所述第二恒流元件，所述信号电容器；其中，所述充放电切换比较器的同相端与所述信号电容器的第一端连接，所述充放电切换比较器的输出端与所述第一开关元件的控制端连接，所述充放电切换比较器的输出端还与第二开关元件的控制端连接；

所述第八电阻的第一端用于连接电源，所述第八电阻的第二端与所述第九电阻的第一端连接，所述第八电阻的第二端与所述充放电切换比较器的反相端连接，所述第九电阻的第二端与所述充放电切换比较器的电源负端连接；所述第十电阻的第一端与所述第九电阻的第一端连接，所述第十电阻的第二端通过所述第一开关元件接地；

所述第一恒流元件的正极用于连接电源，所述第一恒流元件的负极与所述信号电容器的第一端连接，所述第二恒流元件的正极与所述信号电容器的第一端连接，所述第二恒流元件的负极通过所述第二开关元件接地；

所述信号电容器的第一端用于充放电并用于输出所述信号电容器的电压，所述信号电容器的第二端用于接地；

所述第一开关元件的控制端为高电平时，所述第一开关元件导通自身所在的电路，否则，所述第一开关元件关断自身所在的电路；所述第二开关元件的控制端为高电平时，所述第二开关元件导通自身所在的电路，否则，所述第二开关元件关断自身所在的电路。

9.一种电源芯片，包括如权利要求1 8中任一项所述的控制电路。

~

说明书

控制电路及电源芯片

技术领域

[0001] 本发明电子技术领域，特别涉及一种控制电路及电源芯片。

背景技术

[0002] 在工作过程中，开关电源芯片的功率管不断地打开和关断，将输入端能量源源不断地传送到输出端，具有效率高，体积小，带载能力大等优点，广泛应用于通讯、消费电子、
家用电器、智能家居等领域。开关电源芯片的开关频率越高，每个周期内传送的能量越低，
周围元器件体积就可以设置得越小，但功率管开关损耗相对越大。

[0003] 也就是说，当电源芯片工作在小负载条件下时，功率管开关造成的损耗占总损耗的比例较高，导致电源芯片在小负载条件下转换效率较低，此时希望功率管以较低的频率
开关进行工作，以减小功率管开关损耗，提高电源芯片转换效率；同时，由于小负载条件下
电源芯片输出的总功率较低，因此元件的体积可以设置地较小。当电源芯片工作在大负载
条件下时，功率管开关造成的损耗占总损耗的比例较低，此时电路运行需要考虑的主要问
题就变成了在电源系统正常工作的条件下如何减小电源芯片外围元器件的体积。

[0004] 总之，现有技术中，开关电源无法兼顾小负载电流时降低能耗，提高转换效率的需求和大负载电流时降低元器件体积的需求的问题。

发明内容

[0005] 本发明提供了一种控制电路及电源芯片，以解决现有技术中开关电源无法兼顾小负载电流时降低能耗，提高转换效率的需求和大负载电流时降低元器件体积的需求的问
题。

[0006] 为了解决上述技术问题，本发明提供了一种控制电路，用于输出脉宽调制信号驱使功率管导通或者关断进而控制开关电源系统的导通或者关断，所述控制电路包括电流检
测信号输入端、信号电容器、第一恒流元件、第二恒流元件和恒流模块；其中，

[0007] 所述电流检测信号输入端用于接收电流检测信号，所述电流检测信号基于所述开关电源系统的输出电流生成；

[0008] 所述第一恒流元件用于提供第一恒流，所述第二恒流元件用于提供第二恒流；

[0009] 所述恒流模块用于提供可变的第三恒流，当所述电流检测信号不符合频率调节条件时，所述第三恒流的值为0；当所述电流检测信号符合所述频率调节条件时，所述第三恒
流的值与所述开关电源系统的输出电流存在比例关系；

[0010] 所述信号电容器周期性地充放电，所述信号电容器的充电电流为所述第一恒流和所述第三恒流的和，所述信号电容器的放电电流为所述第二恒流和所述充电电流的差；

[0011] 所述脉宽调制信号的周期与所述信号电容器的充放电周期相同。

[0012] 可选的，所述信号电容器处于放电状态时，仅当所述信号电容器的电压小于第一预设电压，所述信号电容器切换为充电状态；所述信号电容器处于充电状态时，仅当所述信
号电容器的电压大于第二预设电压，所述信号电容器切换为放电状态。

[0013] 可选的，当所述信号电容器的电压大于第一参考电压时，所述脉宽调制信号为低电平，当所述信号电容器的电压小于所述第一参考电压时，所述脉宽调制信号为高电平。

[0014] 可选的，所述第二恒流与所述充电电流的最大值的比值大于100；和/或，所述第三恒流不为0时，所述第三恒流与所述第一恒流的比值在0.1 3之间。
~

[0015] 可选的，所述电流检测信号不符合所述频率调节条件时，所述信号电容器的充放电频率大于安全噪音频率。

[0016] 可选的，所述控制电路包括采样模块和比较模块，所述采样模块的输入端被配置为所述电流检测信号输入端，所述采样模块用于基于所述电流检测信号生成中间电压，所
述中间电压与所述开关电源系统的输出电流成比例关系；所述比较模块用于对供电电压进
行分压得到所述第二参考电压，当所述中间电压大于所述第二参考电压时，所述比较模块
输出所述中间电压，当所述中间电压小于所述第二参考电压时，所述比较模块不输出信号。

[0017] 可选的，所述恒流模块包括第一运算放大器、第二运算放大器、第三运算放大器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻和第七电阻；其中，

[0018] 所述第一运算放大器的同相端与所述比较模块的输出端连接，所述第一运算放大器的同相端还用于通过所述第一电阻与所述第一运算放大器的电源负端连接，所述第一运
算放大器的反相端与自身的输出端连接；

[0019] 所述第二电阻的第一端与所述第一运算放大器的输出端连接，所述第二电阻的第二端与所述第二运算放大器的同相端连接；所述第三电阻的第一端与所述第二电阻的第二
端连接，所述第三电阻的第二端用于接地；所述第四电阻的第一端与所述第二运算放大器
的同相端连接，所述第四电阻的第二端与所述第三运算放大器的输出端连接；所述第五电
阻的第一端与所述第二运算放大器的反相端连接，所述第五电阻的第二端用于接地；所述
第六电阻的第一端与所述第二运算放大器的反相端连接，所述第六电阻的第二端与所述第
二运算放大器的输出端连接；所述第七电阻的第一端与所述第二运算放大器的输出端连
接，所述第七电阻的第二端与所述第三运算放大器的同相端连接，所述第七电阻的第二端
还用于输出所述第三恒流；

[0020] 所述第三运算放大器的同相端用于获取所述信号电容器的电压，所述第三运算放大器的反相端与所述第三运算放大器的输出端连接。

[0021] 可选的，所述第一运算放大器为轨到轨输出的运算放大器，以及，所述第三运算放大器为轨到轨输出的运算放大器。

[0022] 可选的，所述控制电路还包括斜坡电压模块，所述斜坡电压模块包括充放电切换比较器、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第一开关元件、第二开关元件、所述第一恒流元件、
所述第二恒流元件，所述信号电容器；其中，

[0023] 所述充放电切换比较器的同相端与所述信号电容器的第一端连接，所述充放电切换比较器的输出端与所述第一开关元件的控制端连接，所述充放电切换比较器的输出端还
与第二开关元件的控制端连接；

[0024] 所述第八电阻的第一端用于连接电源，所述第八电阻的第二端与所述第九电阻的第一端连接，所述第八电阻的第二端与所述充放电切换比较器的反相端连接，所述第九电
阻的第二端与所述充放电切换比较器的电源负端连接；所述第十电阻的第一端与所述第九
电阻的第一端连接，所述第十电阻的第二端通过所述第一开关元件接地；

[0025] 所述第一恒流元件的正极用于连接电源，所述第一恒流元件的负极与所述信号电容器的第一端连接，所述第二恒流元件的正极与所述信号电容器的第一端连接，所述第二
恒流元件的负极通过所述第二开关元件接地；

[0026] 所述信号电容器的第一端用于充放电并用于输出所述信号电容器的电压，所述信号电容器的第二端用于接地；

[0027] 所述第一开关元件的控制端为高电平时，所述第一开关元件导通自身所在的电路，否则，所述第一开关元件关断自身所在的电路；所述第二开关元件的控制端为高电平
时，所述第二开关元件导通自身所在的电路，否则，所述第二开关元件关断自身所在的电
路。

[0028] 为了解决上述技术问题，本发明还提供了一种电源芯片，所述电源芯片包括上述的控制电路。

[0029] 与现有技术相比，本发明提供的控制电路及电源芯片中，所述控制电路包括信号电容器，当不符合频率调节条件时，所述信号电容器以固定电流周期性地充放电；当符合所
述频率调节条件时，所述信号电容器的充电电流随着开关电源系统的输出电流增大而增
大，从而提高了所述信号电容器的充放电频率；所述控制电路输出的所述脉宽调制信号的
周期与所述信号电容器的充放电周期相同。从而解决了现有技术中开关电源无法兼顾小负
载电流时降低能耗，提高转换效率的需求和大负载电流时降低元器件体积的需求的问题。

附图说明

[0030] 本领域的普通技术人员将会理解，提供的附图用于更好地理解本发明，而不对本发明的范围构成任何限定。其中：

[0031] 图1是本发明一实施例的控制电路的电路示意图；

[0032] 图2是本发明一实施例的控制电路启动时的信号电容器的电压波形图；

[0033] 图3是本发明一实施例的电源芯片的电路示意图；

[0034] 图4是本发明一实施例的开关电源系统的示意图；

[0035] 图5是本发明一实施例的控制电路在不同工况下的波形示意图。

[0036] 1‑采样模块；2‑比较模块；3‑恒流模块；4‑斜坡电压模块；5‑输出模块。

具体实施方式

[0037] 为使本发明的目的、优点和特征更加清楚，以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且未按比例绘制，仅用以方
便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。此外，附图所展示的结构往往是实际结构的一部
分。特别的，各附图需要展示的侧重点不同，有时会采用不同的比例。

[0038] 如在本发明中所使用的，单数形式“一”、“一个”以及“该”包括复数对象，术语“或”通常是以包括“和/或”的含义而进行使用的，术语“若干”通常是以包括“至少一个”的含义
而进行使用的，术语“至少两个”通常是以包括“两个或两个以上”的含义而进行使用的，此
外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或
者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”、“第三”的特征可以明
示或者隐含地包括一个或者至少两个该特征，“一端”与“另一端”以及“近端”与“远端”通常
是指相对应的两部分，其不仅包括端点，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，
可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以
是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相
互作用关系。此外，如在本发明中所使用的，一元件设置于另一元件，通常仅表示两元件之
间存在连接、耦合、配合或传动关系，且两元件之间可以是直接的或通过中间元件间接的连
接、耦合、配合或传动，而不能理解为指示或暗示两元件之间的空间位置关系，即一元件可
以在另一元件的内部、外部、上方、下方或一侧等任意方位，除非内容另外明确指出外。对于
本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

[0039] 本发明的核心思想在于提供一种控制电路及电源芯片，以解决现有技术中开关电源无法兼顾小负载电流时降低能耗，提高转换效率的需求和大负载电流时降低元器件体积
的需求的问题。

[0040] 以下参考附图进行描述。

[0041] 请参考图1至图5，其中，图1是本发明一实施例的控制电路的电路示意图；图2是本发明一实施例的控制电路启动时的信号电容器的电压波形图；图3是本发明一实施例的电
源芯片的电路示意图；图4是本发明一实施例的开关电源系统的示意图；图5是本发明一实
施例的控制电路在不同工况下的波形示意图。

[0042] 如图1所示，本实施例提供了一种控制电路，用于输出脉宽调制信号PWM驱使功率管导通或者关断进而控制开关电源系统的导通或者关断。驱使表示使得所述功率管以及所
述开关电源系统产生导通或者关断的趋势。在实际应用中，可能存在优先级更高的控制模
块或者控制逻辑对所述开关电源系统的最终的导通状态进行调整。但是，在大部分的情况
下，所述开关电源系统会按照所述脉宽调制信号的指示动作。所述控制电路包括电流检测
信号输入端（在图1所示的实施例中，所述电流检测信号输入端包括第一检测端和第二检测
端，所述第一检测端用于接收第一检测信号CSP，所述第二检测端用于接收第二检测信号
CSN）、信号电容器C1、第一恒流元件S1、第二恒流元件S2和恒流模块3；其中，

[0043] 所述电流检测信号输入端用于接收电流检测信号，所述电流检测信号基于所述开关电源系统的输出电流IOUT生成；在图1所示的实施例中，所述电流检测信号包括所述第一
检测信号CSP和所述第二检测信号CSN。所述第一检测信号CSP和所述第二检测信号CSN分别
为一个采样电阻RCS两端的电压，所述采样电阻RCS串联入所述开关电源系统中。在本实施
例中，所述电流检测信号的工作原理即通过电阻两端的压差来求得所述开关电源系统的输
出电流IOUT。在其他的实施例中，也可以采用其他的方案生成所述电流检测信号。

[0044] 所述第一恒流元件S1用于提供第一恒流IS1，所述第二恒流元件S2用于提供第二恒流IS2；

[0045] 所述恒流模块3用于提供可变的第三恒流IS3，当所述电流检测信号不符合频率调节条件时，所述第三恒流IS3的值为0；当所述电流检测信号符合所述频率调节条件时，所述
第三恒流IS3的值与所述开关电源系统的输出电流IOUT存在比例关系；所述频率调节条件
可以根据实际情况设定，例如，先确定所述输出电流IOUT的临界值，所述输出电流IOUT小于
所述临界值时，不需要调节频率，当所述输出电流IOUT大于所述临界值时，调节频率。然后
再根据所述临界值和所述采样电阻RCS的阻值，确定临界压差，然后再根据临界压差与实际
压差的大小关系确定所述电流检测信号是否符合频率调节条件。

[0046] 所述信号电容器C1周期性地充放电，所述信号电容器C1的充电电流为所述第一恒流IS1和所述第三恒流IS3的和，所述信号电容器C1的放电电流为所述第二恒流IS2和所述
充电电流的差；需理解，当所述第三恒流IS3为0时，所述信号电容器C1的充电电流也可以视
为仅由所述第一恒流IS1组成，但是也可以认为所述充电电流为所述第一恒流IS1和所述第
三恒流IS3的和。上述描述的不同仅仅是观察的角度不同，所描述的现象则是唯一确定且无
疑义的。为了后续描述的统一，始终将所述充电电流视为所述第一恒流IS1和所述第三恒流
IS3的和。

[0047] 所述控制电路输出的所述脉宽调制信号PWM的周期与所述信号电容器C1的充放电周期相同。

[0048] 需理解，上述内容中，对于本实施例未进行描述的细节，本领域技术人员可以根据本领域公知常识进行设置，或者参考图1所示的电路图进行设置。

[0049] 基于上述电路结构，本实施例所提供的控制电路中，当所述开关电源系统的输出电流IOUT较小时，可以判断当前的所述开关电源系统工作在小负载工况下，此时所述信号
电容器C1按照固定的电流进行充放电，从而所述信号电容器C1的充放电周期固定，且处于
一个较低的频率，能够降低功率管开关造成的损耗。将此工况下的工作状态称为固有低频
工作状态。当所述开关电源系统的输出电流IOUT较大时，可以判断当前的所述开关电源系
统工作在大负载工况下，此时所述信号电容器C1的充电电流增加，整个充电周期缩短。进一
步的，所述充电电流中的所述第三恒流IS3与所述开关电源系统的输出电流IOUT成比例关
系，可以自适应不同的负载状态，提供合理的开关频率，使得每个周期内传送的能量仍能保
持在一个较低的水平，从而降低外围元器件的体积要求。

[0050] 上述的电路结构，能够兼顾小负载电流时降低能耗，提高转换效率的需求和大负载电流时降低元器件体积的需求，解决了现有技术中开关电源所存在的问题。

[0051] 进一步地，所述信号电容器C1处于放电状态时，仅当所述信号电容器C1的电压Vc小于第一预设电压Vnl，所述信号电容器C1切换为充电状态；所述信号电容器C1处于充电状
态时，仅当所述信号电容器C1的电压Vc大于第二预设电压Vnh，所述信号电容器C1切换为放
电状态。如此配置，使得所述信号电容器C1在特定地充放电电流下能够保持固定的周期，有
利于电路的问题和设计思路的清晰化。

[0052] 在本实施例中，当所述信号电容器C1的电压Vc大于第一参考电压Ve时，所述脉宽调制信号PWM为低电平，当所述信号电容器C1的电压Vc小于所述第一参考电压Ve时，所述脉
宽调制信号PWM为高电平。需理解，在不同的实施例中，当所述信号电容器C1的电压Vc等于
所述第一参考电压Ve时，所述脉宽调制信号PWM可以为高电平或者低电平。

[0053] 所述第一参考电压Ve为误差放大器（在图1中未图示，可以参考图3中的误差信号产生电路进行理解）输出的误差信号，所述误差信号是通过所述开关电源系统的反馈电压
FB与基准电压VREF的误差放大得到。也就是说，当所述开关电源系统的反馈电压FB稳定时，
所述第一参考电压Ve为一个稳定的值，此时所述脉宽调制信号PWM的占空比也为一个稳定
的值；当所述开关电源系统的反馈电压FB在当前的稳定点为基础，增大或缩小之后，所述第
一参考电压Ve先随之变化，然后所述脉宽调制信号PWM的占空比变化，从而调节了所述开关
电源系统的反馈电压FB，使得所述开关电源系统的反馈电压FB在另一个稳定点处稳定，并
使得所述开关电源系统的输出电压VOUT保持在预设范围之内。需理解，在图1所示的实施例
中，响应所述脉宽调制信号PWM的功率管，当所述脉宽调制信号PWM为低电平时打开。其具体
的工作电路可以是一个P型MOS管作为功率管，其控制端直接接收所述脉宽调制信号PWM，或
者一个N型MOS管作为功率管，其控制端接收反向后的所述脉宽调制信号PWM；又或者是其他
的等价电路。

[0054] 由于所述信号电容器C1在一个充放电周期内，其电压必然从所述第一预设电压Vnl作为起点增大到所述第二预设电压Vnh，然后减小回到所述第一预设电压Vnl。所述信号
电容器C1的电压Vc恰好经过所述第一参考电压Ve两次，因而所述脉宽调制信号PWM也正好
完成一个周期，从而确保了所述脉宽调制信号PWM的周期与所述信号电容器C1的周期相同。

[0055] 较优地，所述第二恒流IS2与所述充电电流的最大值的比值大于100；和/或，所述第三恒流IS3不为0时，所述第三恒流IS3与所述第一恒流IS1的比值在0.1 3之间。所述充电
~
电流的最大值应该理解为电路正常工作时可能出现地最大值，即不包括例如电路中的某个
元件被短路、被击穿或者某处连接被断开；以及不包括电路连接了设计范围外的高电压、高
电流源等。如此配置，能够有利于所述信号电容器C1的放电过程在瞬间完成，形成较为理想
的斜坡信号；也能够使得所述信号电容器C1的可能的充放电周期在一个恰当的范围内。

[0056] 在本实施例中，所述电流检测信号不符合所述频率调节条件时，也即所述控制电路在固有低频工作状态下工作时，所述信号电容器C1的充放电频率大于安全噪音频率。所
述安全噪音频率可以根据医学的相关参数进行设置，例如，为95%的人所能听到的声音的最
高频率，80%的人所能听到的声音的最高频率，等或者上述的最高频率乘以安全系数，例如
1.5，之后得到的值。如此配置，可以减少所述控制电路在工作时的噪声。

[0057] 具体地，所述控制电路包括采样模块1和比较模块2，所述采样模块1的输入端被配置为所述电流检测信号输入端，所述采样模块1用于基于所述电流检测信号生成中间电压
Va，所述中间电压Va与所述开关电源系统的输出电流IOUT成比例关系；所述比较模块2用于
对供电电压VDD进行分压得到所述第二参考电压Vb，当所述中间电压Va大于所述第二参考
电压Vb时，所述比较模块输出所述中间电压Va，当所述中间电压小于所述第二参考电压Vb
时，所述比较模块2不输出信号，也可以理解为，此时所述比较模块2输出的电压为0。当所述
中间电压Va等于所述第二参考电压Vb时，可以按照任意一种方式输出结构，在具体的实施
例中，根据电路的具体结构确定，本说明书对所述中间电压Va等于所述第二参考电压Vb时
所述比较模块2的输出结果不做限定。

[0058] 所述采样模块1包括第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14和第四运算放大器OP4；其中，所述第十一电阻R11的第一端被配置为所述第一检测端，
所述第十二电阻R12的第一端与所述第十一电阻R11的第二端连接，所述第十二电阻R12的
第二端用于接地。所述第十一电阻的第二端还与所述第四运算放大器OP4的正相端。所述第
十三电阻R13的第一端被配置为所述第二检测端，所述第十四电阻R14的第一端与所述第十
三电阻R13的第二端连接，所述第十三电阻R13的第二端还与所述第四运算放大器OP4的反
相端连接，所述第十四电阻R14的第二端与所述第四运算放大器OP4的输出端连接。所述第
四运算放大器OP4的电源正端用于连接外部电源VIN，所述第四运算放大器OP4的电源负端
用于接地。所述第四运算放大器OP4的输出端被配置为所述采样模块1的输出端，并用于输
出所述中间电压Va。并且，所述第十一电阻R11和所述第十三电阻R13的阻值在误差允许的
范围内相等，所述第十二电阻R12和所述第十四电阻R14的阻值在误差允许的范围内相等。

[0059] 基于上述的电路连接关系可知，所述采样电阻RCS的两端的压差VRCS为：

[0060] VRCS = IOUT * RCS；式中，RCS代表同符号电阻的电阻值。

[0061] 所述中间电压Va = R14 / R13 * VRCS = R14 / R13 * IOUT * RCS；式中，R13、R14表示同符号电阻的阻值。

[0062] 由上述分析可知，所述中间电压Va和所述开关电源系统的输出电流IOUT存在比例关系。

[0063] 需理解，在其他的实施例中，所述采样模块1也可以采用其它的电路和原理输出所述中间电压Va。

[0064] 所述比较模块2包括第十五电阻R15、第十六电阻R16、第二比较器COMP2和第三开关元件M3。其中，所述第十五电阻R15的第一端用于连接电源VDD，需理解，在本实施例中，电
源VDD是指芯片内部供电电源，即通过外部电源VIN稳压转换得到的电源，需与电源VIN进行
区别，后续的VDD也应当按照这个逻辑进行理解。所述第十五电阻R15的第二端与所述第十
六电阻R16的第一端连接，所述第十五电阻R15的第二端用于输出所述第二参考电压Vb，所
述第十六电阻R16的第二端用于接地，所述第二比较器COMP2的同相端与所述采样模块1的
输出端连接，所述第二比较器COMP2的反相端与所述第十五电阻R15的第二端连接。所述第
二比较器的输出端与所述第三开关元件M3的控制端连接，所述第三开关元件M3的第一连接
端与所述采样模块1的输出端连接，所述第三开关元件M3的第二连接端被配置为所述比较
模块2的输出端。当所述第三开关元件M3的控制端接收到高电平时，所述第三开关元件M3导
通自身的第一连接端和第二连接端；否则，所述第三开关元件M3断开自身的第一连接端和
第二连接端，在一实施例中，所述第三开关元件M3为N型MOS管。所述第二比较器COMP2的电
源正端用于连接电源VDD，所述第二比较器COMP2的电源负端用于接地。

[0065] 如此配置，当所述中间电压Va大于所述第二参考电压Vb时，所述第二比较器COMP2输出高电平，导通所述第三开关元件M3，从而使得所述比较模块2输出所述中间电压Va；当
所述中间电压Va小于所述第二参考电压Vb时，所述第三开关元件M3断开，所述比较模块2不
输出信号。

[0066] 其中，所述第二参考电压Vb = R16 / (R15 + R16) * VDD；式中，R15、R16表示同符号电阻的阻值。

[0067] 需理解，在其他的实施例中，所述比较模块2也可以采用其它的电路和原理进行工作。

[0068] 所述恒流模块3包括第一运算放大器OP1、第二运算放大器OP2、第三运算放大器OP3、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6和第七电
阻R7；其中，

[0069] 所述第一运算放大器OP1的同相端与所述比较模块2的输出端连接，所述第一运算放大器OP1的同相端还用于通过所述第一电阻R1与所述第一运算放大器OP1的电源负端连
接，所述第一运算放大器OP1的反相端与自身的输出端连接；

[0070] 所述第二电阻R2的第一端与所述第一运算放大器OP1的输出端连接，所述第二电阻R2的第二端与所述第二运算放大器OP2的同相端连接；所述第三电阻R3的第一端与所述
第二电阻R2的第二端连接，所述第三电阻R3的第二端用于接地；所述第四电阻R4的第一端
与所述第二运算放大器OP2的同相端连接，所述第四电阻R4的第二端与所述第三运算放大
器OP3的输出端连接；所述第五电阻R5的第一端与所述第二运算放大器OP2的反相端连接，
所述第五电阻R5的第二端用于接地；所述第六电阻R6的第一端与所述第二运算放大器OP2
的反相端连接，所述第六电阻R6的第二端与所述第二运算放大器OP2的输出端连接；所述第
七电阻R7的第一端与所述第二运算放大器OP2的输出端连接，所述第七电阻R7的第二端与
所述第三运算放大器OP3的同相端连接，所述第七电阻R7的第二端还用于输出所述第三恒
流IS3；

[0071] 所述第三运算放大器OP3的同相端用于获取所述信号电容器的电压Vc，所述第三运算放大器OP3的反相端与所述第三运算放大器OP3的输出端连接。

[0072] 所述第一运算放大器OP1、所述第二运算放大器OP2和所述第三运算放大器OP3的电源正端均用于连接电源VDD，所述第一运算放大器OP1、所述第二运算放大器OP2和所述第
三运算放大器OP3的电源负端均用于接地。

[0073] 在一实施例中，所述第一运算放大器OP1为轨到轨输出的运算放大器，以及，所述第三运算放大器OP3为轨到轨输出的运算放大器。如此配置，有利于实现稳定的电压跟随功
能。

[0074] 基于上述电路连接关系，当所述比较模块2输出所述中间电压Va时，所述第二运算放大器OP2的输出电压Vd为：

[0075] Vd = R6 * Rp / Rn * (Va / R2 + Vc / R4)；

[0076] 式中，Rp = R2 // R3 // R4，Rn = R5 // R6；R2 R6表示同符号电阻的阻值。R2~ ~
R6均为同等数量级阻值，//表示并联。使Rp=Rn，R2=R4=R6，则所述第二运算放大器OP2的输
出电压Vd为：Vd = Va + Vc。

[0077] 则所述第七电阻R7两端的压差为Vd – Vc = Va。所以得到：IS3 = Va / R7，式中，R7为同符号电阻的阻值，IS3为所述第三恒流的电流值。即所述第三横流与所述开关电源系
统的输出电流IOUT成比例关系。

[0078] 当所述比较模块2不输出所述中间电压Va时，基于类似的分析，则所述第七电阻R7两端的压差为0，此时，所述第三恒流IS3的值为0。

[0079] 所述控制电路还包括斜坡电压模块4，所述斜坡电压模块4包括第一比较器COMP1、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第一开关元件M1、第二开关元件M2、所述第一恒流
元件S1、所述第二恒流元件S2，所述信号电容器C1；所述第一比较器COMP1被配置为充放电
切换比较器。其中，

[0080] 所述第一比较器COMP1的同相端与所述信号电容器C1的第一端连接，所述比较器COMP1的输出端与所述第一开关元件M1的控制端连接，所述第一比较器COMP1的输出端还与
第二开关元件M2的控制端连接；所述第一比较器COMP1的电源正端用于连接电源VDD，所述
第一比较器的电源负端用于接地。

[0081] 所述第八电阻R8的第一端用于连接电源，所述第八电阻R8的第二端与所述第九电阻R9的第一端连接，所述第八电阻R8的第二端与所述第一比较器COMP1的反相端连接，所述
第九电阻R9的第二端与所述第一比较器COMP1的电源负端连接；所述第十电阻R10的第一端
与所述第九电阻R9的第一端连接，所述第十电阻R10的第二端通过所述第一开关元件M1接
地；

[0082] 所述第一恒流元件S1的正极用于连接电源VDD，所述第一恒流元件S1的负极与所述信号电容器C1的第一端连接，所述第二恒流元件S2的正极与所述信号电容器C1的第一端
连接，所述第二恒流元件S2的负极通过所述第二开关元件M2接地；

[0083] 所述信号电容器C1的第一端用于充放电并用于输出所述信号电容器C1的电压Vc，所述信号电容器C2的第二端用于接地；

[0084] 所述第一开关元件M1的控制端为高电平时，所述第一开关元件M1导通自身所在的电路，否则，所述第一开关元件M1关断自身所在的电路；所述第二开关元件M2的控制端为高
电平时，所述第二开关元件M2导通自身所在的电路，否则，所述第二开关元件M2关断自身所
在的电路。在一实施例中，所述第一开关元件M1和所述第二开关元件M2均为N型MOS管。

[0085] 所述第一比较器COMP1的反相端用于接收所述第一预设电压Vnl和所述第二预设电压Vnh。具体地，当所述第一开关元件M1不导通时，Vnh = R9 / (R8 + R9) * VDD；式中，
R8、R9为同符号电阻的阻值。当所述第一开关元件M1导通时，Vnl = (R9 // R10) / (R8 + 
R9 // R10) * VDD。请参考图2，当所述控制电路开始上电时，所述信号电容器C1的电压Vc
从0开始上升，在Vc上升至所述第二预设电压Vnh之前，所述第一比较器COMP1在同相端电压
始终低于反相端电压时，此时所述第一比较器COMP1输出低电平，M1和M2不导通，持续给所
述信号电容器C1进行充电，充电电流为IS1+IS3。Vc电压在C1充电过程中逐渐升高，一旦Vc
电压大于所述第二预设电压Vnh，所述第一比较器COMP1即输出高电平，M1和M2均导通，所述
第一比较器COMP1反相端电压立即切换为所述第一预设电压Vnl，同时所述信号电容器C1立
即以(IS2‑IS1‑IS3)的速度进行放电，由于IS2远远大于(IS1+IS3)，因此(IS2‑IS1‑IS3)也
可以近似看作IS2。当Vc电压放电至电压低于Vnl时，所述第一比较器COMP1再次输出低电
平，M1和M2不导通，所述第一比较器COMP1的反向端电压再次切换为Vnh，同时给C1进行充
电，至此完成一个充放电的周期。所述第一预设电压Vnl和所述第二预设电压Vnh可通过R8
~
R10的阻值进行预先设置。

[0086] 由上述分析可知，由于所述信号电容器C1的充放电状态切换的触发电压是固定的，因而所述信号电容器C1的充放电周期仅受到充放电电流的影响，又因为放电时的电流
可以近似视为IS2，因此所述信号电容器C1的充放电周期仅受到充电电流的影响，也即仅受
到所述第三恒流IS3的影响。

[0087] 所述控制电路还包括输出模块5，所述输出模块5包括第三比较器COMP3，所述第三比较器COMP3的同相端用于获取所述第一参考电压Ve，所述第三比较器COMP3的反相端用于
获取所述信号电容器C1的电压Vc，所述第三比较器COMP3的输出端被配置为所述控制电路
的输出端，所述第三比较器COMP3的电源正端用于连接电源，所述第三比较器COMP3的电源
负端用于接地。需理解，在其他的实施例中，所述输出模块5也可以采用其它的电路和原理
进行工作。

[0088] 本实施例还提供了一种电源芯片，所述电源芯片包括上述的控制电路。因而，所述电源芯片也具有同时兼顾小负载条件的需求和大负载条件的需求的有益效果。

[0089] 请参考图3，在一实施例中，所述电源芯片包括：所述采样模块1、调制模块6、所述斜坡电压模块4、所述输出模块5、误差信号生成电路7、驱动电路8、功率管9和稳压及基准源
电路10。其中，所述调制模块6包括所述比较模块2和所述恒流模块3。所述采样模块1、所述
调制模块6、所述斜坡电压模块4、所述输出模块5构成所述控制电路。

[0090] 所述误差信号生成电路7用于生成所述第一参考电压Ve。所述驱动电路用于接收所述脉宽调制信号PWM和其他的控制信号，并基于自身的逻辑输出驱动信号控制所述功率
管9的导通和关断。所述功率管9用于串联入所述开关电源系统以控制所述开关电源系统的
导通和关断。所述稳压及基准源电路10用于提供稳压电源VDD和所述基准电压VREF。

[0091] 所述电源芯片中的其他电路，本领域技术人员可以根据公知常识进行设置，在此不进行展开描述。

[0092] 请参考图4，本实施例还提供了一种开关电源系统，所述开关电源系统包括第一电解电容CIN、第一陶瓷电容C1、电感L1、所述采样电阻RCS、二极管D1、第二电解电容COUT、第
二陶瓷电容C2，第一分压电阻Ra、第二分压电阻Rb以及所述电源芯片。上述元件的连接关系
请参考图4进行理解。所述第一电解电容CIN的两端用于连接外部电源VIN；所述第二电解电
容COUT的两端用于连接负载。所述外部电源VIN、所述功率管9、所述电感L1、所述采样电阻
RCS以及所述负载构成所述开关电源系统的主体部分。

[0093] 在开关电源系统中，所述第一电解电容CIN和所述第二电解电容COUT用于滤波稳压，所述第一陶瓷电容C1和所述第二陶瓷电容C2用于滤除高频毛刺，所述电感L1用于在所
述功率管9关断时维持电流，所述二极管D1用于在所述功率管9关断时提供电流通过的回
路，所述第一分压电阻Ra和所述第二分压电阻Rb用于分压输出所述反馈电压FB，所述采样
电阻RCS用于产生所述电压检测信号。在一实施例中，所述功率管9为P型MOS管。

[0094] 请参考图5，所述控制电路工作时，IS3为0、IS3a、IS3b和IS3c的波形如图所示。需理解，图5是为了方便直观地比较，将四种工况下的波形图整合为一张波形图得到的，而不
能理解为按照时序生成的波形图。在图5中，IS3a信号电容器C1的电压Vc，点划线表示所述第一参考电压Ve；图5的下方图即所述脉宽调制信
号的波形图。图中，0 t1时刻表示仅由IS1充电，t1 t2时刻表示由IS1和IS3a充电，t2 t3时
~ ~ ~
刻表示由IS1和IS3b充电，t3 t4时刻表示由IS1和IS3c充电。由图5可知，在不同的工况下，
~
所述脉宽调制信号PWM的频率不同，且IS3的值越大时，所述脉宽调制信号PWM的频率越高。

[0095] 综上，本实施例提供的所述控制电路和电源芯片中，所述控制电路包括信号电容器C1，当不符合频率调节条件时，所述信号电容器C1以固定电流周期性地充放电；当符合所
述频率调节条件时，所述信号电容器C1的充电电流随着开关电源系统的输出电流IOUT增大
而增大，从而提高了所述信号电容器C1的充放电频率；所述控制电路输出的所述脉宽调制
信号PWM的周期与所述信号电容器C1的充放电周期相同。从而解决了现有技术中开关电源
无法兼顾小负载电流时降低能耗，提高转换效率的需求和大负载电流时降低元器件体积的
需求的问题。

[0096] 上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于本发明技术方案的
保护范围。