基于复合积分滑模控制的直流降压变换器系统控制方法转让专利
申请号 : CN202110578294.6
文献号 : CN113285593B
文献日 : 2022-04-29
发明人 : 王佐 , 张传凯 , 李世华 , 王翔宇
申请人 : 东南大学
摘要 :
本发明公开了一种基于复合积分滑模控制的直流降压变换器系统控制方法。该方法通过建立降压变换器状态空间平均模型，利用有限时间干扰观测技术，精确估计变换器系统的负载干扰和电压干扰，并将干扰估计信息引入积分滑模控制器的设计中，实现了降压变换器系统输出电压的精确控制。本发明所设计的复合积分滑模控制器可以使得降压变换器的输出电压在有限时间内收敛，并可以抑制多种形式的干扰，有效地提升了降压变换器系统的动态响应速度和稳态精度。
权利要求 :
1.一种基于复合积分滑模控制的直流降压变换器系统控制方法，其特征在于，该方法包括如下步骤：
步骤1，分别以直流降压变换器的输出滤波电容电压vs、电感电流iL为状态量，采用状态空间平均法，逐步建立直流降压变换器的受扰状态空间平均模型；
步骤2，针对步骤1得到的直流降压变换器的受扰状态空间平均模型，设计有限时间干扰观测器，精确估计由负载变化和输入电压波动引起的干扰，由于负载干扰存在与控制律u不在同一通道的干扰项，该干扰项被称为不匹配干扰；输入电压波动引起的干扰与控制律u在同一通道，被称为匹配干扰；
步骤3，在步骤2设计的有限时间干扰观测器基础上，将不匹配干扰估计值 和总的匹配干扰估计值 引入滑模面的设计中，得到可以消除不匹配干扰影响的复合积分滑模控制器；
步骤4，通过步骤3设计的复合积分滑模控制器得到驱动电路的占空比信号，利用该信号实时改变驱动电路输出的占空比，对变换器进行控制，进而实现对直流降压变换器系统输出电压的控制；
步骤1所述的直流降压变换器系统的状态空间平均模型为：其中vr是变换器系统参考电压，vs是输出滤波电容电压，iL是电感电流，R0和E0分别是直流降压变换器中负载电阻和输入电压的标称值，R、L、C和E分别是直流降压变换器中负载电阻、电感、滤波电容和输入电压的实际值；x1＝vs‑vr是系统输出电压误差， 是系统中间状态变量， 是不匹配干扰， 是总的匹配干扰，是由负载变化引起的匹配干扰， 是由输入电压变化引起的匹配干扰，μ是占空比信号， 是控制器待设计的控制律；
所述步骤2中用于估计不匹配干扰d1的有限时间干扰观测器的状态空间方程如下：其中 是系统输出电压误差x1的估计值， 是不匹配干扰d1的估计值， 是不匹配干扰d1的导数 的估计值，干扰观测器参数λ1、λ2、λ3、L1均大于0，sgn(x)表示符号函数；
步骤2中用于估计总的匹配干扰 的有限时间干扰观测器的状态空间方程如下：其中 是系统中间状态变量x2的估计值， 是总的匹配干扰 的估计值， 是总的匹配干扰 的导数 的估计值，干扰观测器参数λ4、λ5、λ6、L2均大于0；
所述步骤3的滑模面和复合积分滑模控制器设计如下：滑模面表达式为
α α
其中，s表示滑模变量，控制器参数k1、k2、α1、α2均大于0，函数sig (x)＝sgn(x)|x| ，t是时间；
控制律u的表达式为
其中，η是滑模增益。
2.根据权利要求1所述的基于复合积分滑模控制的直流降压变换器系统控制方法，其特征在于，所述步骤4的具体过程为：直流降压变换器控制系统中包括直流降压变换器、有限时间干扰观测器和复合积分滑模控制器，通过有限时间干扰观测器得到不匹配干扰估计值 和总的匹配干扰估计值通过将干扰估计信息、参考电压和输出电压反馈值引入积分滑模控制器中，经计算得到控制律u的值；最终将控制律u引入直流降压变换器系统中以控制系统输出电压，在Matlab的simulink环境中搭建相关的仿真平台，对上述控制算法进行仿真验证。
说明书 :
基于复合积分滑模控制的直流降压变换器系统控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及直流降压变换器系统的复合积分滑模控制方法，具体涉及一种基于有限时间干扰观测器技术和积分滑模控制技术的直流降压变换器系统复合控制方法，属于电
力电子变换器先进控制算法领域。
力电子变换器先进控制算法领域。
背景技术
[0002] 直流降压变换器是DC/DC变换器中一种具有降压功能的变换器。随着各种分布式新能源技术的应用和发展，直流降压变换器被广泛应用于光伏发电系统、电动汽车系统、新
能源系统、智能电网等多种领域。各种应用场景都对直流降压变换器的输出电压响应速度、
稳态精度、抗干扰能力提出了较高的要求。
能源系统、智能电网等多种领域。各种应用场景都对直流降压变换器的输出电压响应速度、
稳态精度、抗干扰能力提出了较高的要求。
[0003] 传统的PID控制方法由于其原理简单、实现容易、对硬件性能要求不高等优点被广泛应用在直流降压变换器系统的控制器设计中。但是PID控制方法难以满足高精度控制的
需要，特别是在参数摄动、负载波动、输入电压波动等各种干扰存在的情况下。作为一种鲁
棒控制方法，滑模控制方法对参数不确定和外界干扰具有很强的抑制能力，因此滑模控制
器在直流降压变换器系统中的应用受到了越来越多的研究与关注。
需要，特别是在参数摄动、负载波动、输入电压波动等各种干扰存在的情况下。作为一种鲁
棒控制方法，滑模控制方法对参数不确定和外界干扰具有很强的抑制能力，因此滑模控制
器在直流降压变换器系统中的应用受到了越来越多的研究与关注。
[0004] 滑模控制器虽然是一种十分鲁棒的控制方法，但其传统控制方法存在控制律不连续容易造成抖振、无法有限时间收敛、对不匹配干扰敏感等问题。文献(基于干扰观测器的
不确定非线性系统终端滑模控制器设计.控制与决策.35(1):155‑160.2020.)通过超螺旋
干扰观测器和二阶快速终端滑模控控制方法，实现了系统在多源干扰下的有限时间收敛。
但该方法较为复杂，并且需要系统干扰有界且可导，这一定程度上影响了系统的实际性能。
文献(Extended State Observer‑based Sliding Mode Control for PWM‑based DC–DC
Buck Power Converter Systems With Mismatched Disturbances.IET Control Theory
and Applications.9(4):579‑586.2015.)通过设计扩张状态观测器，解决了不匹配干扰的
问题，但扩张状态观测器无法做到有限时间收敛。
不确定非线性系统终端滑模控制器设计.控制与决策.35(1):155‑160.2020.)通过超螺旋
干扰观测器和二阶快速终端滑模控控制方法，实现了系统在多源干扰下的有限时间收敛。
但该方法较为复杂，并且需要系统干扰有界且可导，这一定程度上影响了系统的实际性能。
文献(Extended State Observer‑based Sliding Mode Control for PWM‑based DC–DC
Buck Power Converter Systems With Mismatched Disturbances.IET Control Theory
and Applications.9(4):579‑586.2015.)通过设计扩张状态观测器，解决了不匹配干扰的
问题，但扩张状态观测器无法做到有限时间收敛。
发明内容
[0005] 本发明所要解决的技术问题是：针对直流降压变换器设计一种能够有限时间收敛并能抑制多源时变干扰的控制算法。因此本发明提出了一种基于复合积分滑模控制
(CISMC)的直流降压变换器系统控制方法，该方法结合有限时间干扰观测器和积分滑模控
制技术，抑制了直流降压变换器中的匹配和不匹配干扰、缓解了控制律不连续问题，同时能
够实现系统在有限时间内收敛，提高了直流降压变换器系统的精度和鲁棒性。
(CISMC)的直流降压变换器系统控制方法，该方法结合有限时间干扰观测器和积分滑模控
制技术，抑制了直流降压变换器中的匹配和不匹配干扰、缓解了控制律不连续问题，同时能
够实现系统在有限时间内收敛，提高了直流降压变换器系统的精度和鲁棒性。
[0006] 本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
[0007] 一种基于复合积分滑模控制的直流降压变换器系统控制方法，该方法包括如下步骤：
[0008] 步骤1，分别以直流降压变换器的电容电压vs、电感电流iL为状态量，采用状态空间平均法，逐步建立直流降压变换器的受扰状态空间平均模型；
[0009] 步骤2，针对步骤1得到的直流降压变换器的受扰状态空间平均模型，设计有限时间干扰观测器，精确估计由负载变化和输入电压波动引起的干扰，由于负载干扰存在与控
制量u不在同一通道的干扰项，该干扰项被称为不匹配干扰；输入电压波动引起的干扰与控
制量u在同一通道，被称为匹配干扰；
制量u不在同一通道的干扰项，该干扰项被称为不匹配干扰；输入电压波动引起的干扰与控
制量u在同一通道，被称为匹配干扰；
[0010] 步骤3，在步骤2设计的有限时间干扰观测器基础上，将不匹配干扰估计值 和总的匹配干扰估计值 引入滑模面的设计中，得到可以消除不匹配干扰影响的复合积分滑模
控制器；
控制器；
[0011] 步骤4，通过步骤3设计的复合积分滑模控制器得到驱动电路的占空比信号，利用该信号实时改变驱动电路输出的占空比，对变换器进行控制，进而实现对直流降压变换器
系统输出电压的控制。
系统输出电压的控制。
[0012] 进一步地，步骤1所述的直流降压变换器系统的状态空间平均模型为：
[0013]
[0014] 其中vr是变换器系统参考电压，vs是电容电压，iL是电感电流，R0和E0分别是直流降压变换器中电阻和输入电压的标称值，R、L、C和E分别是直流降压变换器中电阻、电感、电容
和输入电压的实际值；x1＝vs‑vr是系统输出电压误差， 是系统中间状态变量，
是不匹配干扰， 是总的匹配干扰， 是由负载变化引起的
匹配干扰， 是由输入电压变化引起的匹配干扰，μ是占空比信号，
是控制器待设计的控制律。
和输入电压的实际值；x1＝vs‑vr是系统输出电压误差， 是系统中间状态变量，
是不匹配干扰， 是总的匹配干扰， 是由负载变化引起的
匹配干扰， 是由输入电压变化引起的匹配干扰，μ是占空比信号，
是控制器待设计的控制律。
[0015] 进一步地，所述步骤2中用于估计不匹配干扰d1的有限时间干扰观测器的状态空间方程如下：
[0016]
[0017] 其中 是系统输出电压误差x1的估计值，是不匹配干扰d1的估计值， 是不匹配干扰d1的导数 的估计值，干扰观测器参数λ1、λ2、λ3、L1均大于0，
sgn(x) 表示符号函数；
sgn(x) 表示符号函数；
[0018] 步骤2中用于估计总的匹配干扰 的有限时间干扰观测器的状态空间方程如下：
[0019]
[0020] 其中 是系统中间状态变量x2的估计值， 是总的匹配干扰 的估计值， 是总的匹配干扰 的导数 的估计值，干扰观测器参数λ4、λ5、
λ6、 L2均大于0，sgn(x)表示符号函数。
λ6、 L2均大于0，sgn(x)表示符号函数。
[0021] 进一步地，所述步骤3的滑模面和复合积分滑模控制器设计如下：
[0022] 滑模面表达式为
[0023]
[0024] 其中，s表示滑模变量，x1＝vs‑vr是系统输出电压误差， 是系统中间状α
态变量， 是不匹配干扰d1的估计值，控制器参数k1、k2、α1、α2均大于0，函数 sig (x)＝sgn
α
(x)|x|，t是时间；
态变量， 是不匹配干扰d1的估计值，控制器参数k1、k2、α1、α2均大于0，函数 sig (x)＝sgn
α
(x)|x|，t是时间；
[0025] 控制量u的表达式为
[0026]
[0027] 其中，η是滑模增益。
[0028] 进一步地，所述步骤4的具体过程为：
[0029] 直流降压变换器控制系统中包括直流降压变换器、有限时间扰动观测器和积分滑模控制器，通过有限时间干扰观测器得到不匹配干扰估计值 和总的匹配干扰估计值
通过将干扰估计信息、参考电压和输出电压反馈值引入积分滑模控制器中，经计算得到系
统控制量μ的值；最终将系统控制量μ引入直流降压变换器系统中以控制系统输出电压，在
Matlab的simulink 环境中搭建相关的仿真平台，对上述控制算法进行仿真验证。
通过将干扰估计信息、参考电压和输出电压反馈值引入积分滑模控制器中，经计算得到系
统控制量μ的值；最终将系统控制量μ引入直流降压变换器系统中以控制系统输出电压，在
Matlab的simulink 环境中搭建相关的仿真平台，对上述控制算法进行仿真验证。
[0030] 本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
[0031] 1、本发明将这种基于有限时间干扰观测器和积分滑模控制器的控制方法应用于直流降压变换器，能够提高直流降压变换器的动态响应速度和抗干扰能力。首先在采集直
流降压变换器电容电压vs和电感电流iL信息的基础上，利用有限时间干扰观测器技术对系
统的不匹配干扰d1和总的匹配干扰 进行估计，得到系统的干扰估计信息。针对直流降压变
换器，结合积分滑模控制技术设计出能够有限时间收敛的控制器。在提高系统动态响应速
度的同时，可以明显地抑制负载变化和输入电压变化等因素引起的干扰，从而大大提高直
流降压变换器的稳态精度和抗干扰能力。
流降压变换器电容电压vs和电感电流iL信息的基础上，利用有限时间干扰观测器技术对系
统的不匹配干扰d1和总的匹配干扰 进行估计，得到系统的干扰估计信息。针对直流降压变
换器，结合积分滑模控制技术设计出能够有限时间收敛的控制器。在提高系统动态响应速
度的同时，可以明显地抑制负载变化和输入电压变化等因素引起的干扰，从而大大提高直
流降压变换器的稳态精度和抗干扰能力。
[0032] 2、本发明将这种基于积分滑模控制和有限时间干扰观测器的控制方法应用于直流降压变换器，在保证稳定性的基础上，解决了传统滑模控制存在的诸如不能在有限时间
收敛、控制量不连续、不能抑制不配干扰等问题，具有很强的应用价值。同时该控制算法能
够应用于阶数更高的系统中，具有一定的普适性。
收敛、控制量不连续、不能抑制不配干扰等问题，具有很强的应用价值。同时该控制算法能
够应用于阶数更高的系统中，具有一定的普适性。
附图说明
[0033] 图1是本发明直流降压变换器的控制系统框图。
[0034] 图2是在负载干扰下干扰观测器输出的不匹配干扰估计 和实际不匹配干扰d1的曲线图。
[0035] 图3是在负载干扰下干扰观测器输出的匹配干扰估计 和实际匹配干扰 的曲线图。
[0036] 图4是在负载干扰下复合积分滑模控制器(CISMC)输出的控制律曲线图。
[0037] 图5是在负载干扰下的直流降压变换器输出电压曲线图。
[0038] 图6是在输入电压干扰下干扰观测器输出的不匹配干扰估计 和实际不匹配干扰d1的曲线图。
[0039] 图7是在输入电压干扰下干扰观测器输出的总的匹配干扰估计 和实际匹配干扰的曲线图。
[0040] 图8是在输入电压干扰下复合积分滑模控制器(CISMC)输出的控制律曲线图。
[0041] 图9是在输入电压干扰下的直流降压变换器输出电压曲线图。
[0042] 图10是基于复合积分滑模控制的直流降压变换器系统控制结构框图。
具体实施方式
[0043] 下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
[0044] 一种基于复合积分滑模控制的直流降压变换器系统控制方法，具体步骤如下：
[0045] 步骤1，分别以直流降压变换器的电容电压vs、电感电流iL为状态量，采用状态空间平均法，逐步建立受扰直流降压变换器的状态空间平均模型。
[0046] 步骤2，针对步骤1得到的变换器的受扰状态空间平均模型，设计有限时间干扰观测器，精确估计由负载变化和输入电压波动引起的干扰。由于负载干扰存在与控制量u不在
同一通道的干扰项，该干扰项被称为不匹配干扰；输入电压波动引起的干扰与控制量u在同
一通道，被称为匹配干扰。
同一通道的干扰项，该干扰项被称为不匹配干扰；输入电压波动引起的干扰与控制量u在同
一通道，被称为匹配干扰。
[0047] 步骤3，在步骤2设计的有限时间干扰观测器基础上，将干扰估计信息 和 引入滑模面的设计中，得到可以消除不匹配干扰影响的复合积分滑模控制器。
[0048] 步骤4，通过步骤3设计的控制器得到驱动电路的占空比信号，利用该信号实时改变驱动电路信号的占空比，对变换器进行控制，进而实现对直流降压变换器系统输出电压
的控制。在Matlab的simulink环境中搭建相关的仿真平台，对上述控制算法进行仿真验证，
以验证控制算法的有效性。
的控制。在Matlab的simulink环境中搭建相关的仿真平台，对上述控制算法进行仿真验证，
以验证控制算法的有效性。
[0049] 上述步骤具体说明如下：
[0050] 步骤1：如图1所示，图1表示了直流降压变换器的基本结构。vr为参考电压，vs为电容电压，iL为电感电流。C、R、L、E分别为直流降压变换器中电容、电阻、电感和输入电压的实
际值。此外用C0、R0、L0和E0分别表示直流降压变换器中电容、电阻、电感和输入电压的标称
值，μ为占空比信号，t为时间。
际值。此外用C0、R0、L0和E0分别表示直流降压变换器中电容、电阻、电感和输入电压的标称
值，μ为占空比信号，t为时间。
[0051] 根据上述模型信息，有限时间干扰观测器状态空间方程如下：
[0052]
[0053] 其中vr是变换器系统参考电压，vs是电容电压，iL是电感电流，R0和E0分别是直流降压变换器中电阻和输入电压的标称值，R、L、C和E分别是直流降压变换器中电阻、电感、电容
和输入电压的实际值。x1＝vs‑vr是系统输出电压误差， 是系统中间状态变量，
是不匹配干扰， 是总的匹配干扰， 是由负载变化引起
的匹配干扰， 是由输入电压变化引起的匹配干扰，μ是占空比信号，
是控制器待设计的控制律。
和输入电压的实际值。x1＝vs‑vr是系统输出电压误差， 是系统中间状态变量，
是不匹配干扰， 是总的匹配干扰， 是由负载变化引起
的匹配干扰， 是由输入电压变化引起的匹配干扰，μ是占空比信号，
是控制器待设计的控制律。
[0054] 步骤2：在步骤1建立的直流降压变换器状态空间平均模型的基础上，设计有限时间干扰观测器，估计不匹配干扰d1和总的匹配干扰
[0055] 步骤2中用于估计不匹配干扰d1的有限时间干扰观测器的状态空间方程如下：
[0056]
[0057] 其中 是系统跟踪误差x1的估计值， 是不匹配干扰d1的估计值， 是不匹配干扰d1的导数 的估计值。干扰观测器参数λ1、λ2、λ3、L1均大于0，sgn
(x)表示符号函数。
(x)表示符号函数。
[0058] 步骤2中用于估计匹配干扰 的有限时间干扰观测器的状态空间方程如下：
[0059]
[0060] 其中 是系统中间状态变量x2的估计值， 是匹配干扰 的估计值， 是总的匹配干扰 的导数 的估计值。干扰观测器参数λ4、λ5、λ6、
L2均大于0，sgn(x)表示符号函数。
L2均大于0，sgn(x)表示符号函数。
[0061] 步骤3：在步骤2设计的有限时间干扰观测器基础上，设计带有干扰估计项的滑模面和滑模控制器。
[0062] 滑模面表达式为
[0063]
[0064] 其中，s表示滑模变量，x1＝vs‑vr是系统输出电压误差， 是系统中间状α
态变量， 是不匹配干扰d1的估计值。控制器参数k1、k2、α1、α2均大于0，函数sig (x)＝sgn
α
(x)|x|， t是时间。
态变量， 是不匹配干扰d1的估计值。控制器参数k1、k2、α1、α2均大于0，函数sig (x)＝sgn
α
(x)|x|， t是时间。
[0065] 控制量u的表达式为
[0066]
[0067] 其中，η是滑模增益。
[0068] 步骤4：将步骤3得到的控制量u带入 中，得到占空比μ并传递给门极驱动电路，产生PWM驱动信号，通过实时改变PWM信号占空比，控制直流降压变换器的输出电
压。如图10所示，直流降压变换器控制系统中包括直流降压变换器、有限时间扰动观测器和
积分滑模控制器，通过有限时间干扰观测器得到不匹配干扰估计值 和总的匹配干扰估计
值 通过将干扰估计信息、参考电压和输出电压反馈值引入积分滑模控制器中，经计算得
到系统控制量μ的值；最终将系统控制量μ引入直流降压变换器系统中以控制系统输出电
压。按照上述方式在Simulink中搭建仿真模型，并设置相关参数如下：
压。如图10所示，直流降压变换器控制系统中包括直流降压变换器、有限时间扰动观测器和
积分滑模控制器，通过有限时间干扰观测器得到不匹配干扰估计值 和总的匹配干扰估计
值 通过将干扰估计信息、参考电压和输出电压反馈值引入积分滑模控制器中，经计算得
到系统控制量μ的值；最终将系统控制量μ引入直流降压变换器系统中以控制系统输出电
压。按照上述方式在Simulink中搭建仿真模型，并设置相关参数如下：
[0069] 表1直流降压器模型参数
[0070] 描述 参数 标称数值输入电压 E0 20V
参考电压 vr 10V
‑3
电感 L0 1*10 H
‑3
电容 C0 1*10 F
负载电阻 R0 100Ω
参考电压 vr 10V
‑3
电感 L0 1*10 H
‑3
电容 C0 1*10 F
负载电阻 R0 100Ω
[0071] 表2有限时间干扰观测器参数
[0072]
[0073]
[0074] 表3积分滑模控制器参数
[0075]
[0076] 进行负载干扰仿真，在0.2s时添加一个幅值为40Ω的阶跃干扰信号,在0.3s时恢复负载。不匹配和匹配干扰观测器的干扰估计输出曲线，控制器的控制律输出曲线和系统
的电压输出曲线分别如图2、图3、图4、图5所示。
的电压输出曲线分别如图2、图3、图4、图5所示。
[0077] 进行输入电压干扰仿真，在0.2s时添加一个幅值为2V的阶跃干扰信号，在0.3s时恢复电压，在0.4s给予输入电压一个幅值为1V、频率为50Hz的干扰。不匹配和匹配干扰观测
器的干扰估计输出曲线，控制器的控制律输出曲线和系统电压的输出曲线分别如图6、图7、
图8、图9所示。
器的干扰估计输出曲线，控制器的控制律输出曲线和系统电压的输出曲线分别如图6、图7、
图8、图9所示。
[0078] 根据仿真结果可以看到，在负载干扰或输入电压干扰存在的情况下，系统误差均在有限时间内收敛至0，并且系统对负载干扰和输入电压波动均具有很强的抑制能力，系统
的抗干扰性能和鲁棒性强。
的抗干扰性能和鲁棒性强。
[0079] 本发明提出的控制算法在很大程度上既保证了直流降压变换器输出电压控制的快速性和准确性，又兼顾了系统的抗干扰性能。
[0080] 将这种基于有限时间干扰观测器和积分滑模控制技术的方法应用于直流降压器的控制，在闭环系统存在阶跃形式和周期形式的负载干扰和输入电压干扰的情况下，控制
器能够及时对干扰进行补偿，提高系统输出电压的跟踪精度和速度，满足了直流降压变换
器在高性能高精度领域的应用需求。
器能够及时对干扰进行补偿，提高系统输出电压的跟踪精度和速度，满足了直流降压变换
器在高性能高精度领域的应用需求。
[0081] 以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。