一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法及系统

摘要

本发明公开了一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法及系统，属于无线通信技术领域。方法包括：对所有子载波上的数据符号插入两列相同导频符号，经过OQAM/FBMC调制获取发射信号，对经过信道作用后的发射信号进行OQAM/FBMC解调处理，获取复数信号；以同一子载波上的两列导频符号对应的复数信号为一个单元，拟合得到一条拟合直线；基于拟合直线与理论直线的关系，计算得到信道估计值。同时，分析导频符号受到的固有干扰与拟合线准确度之间的关系，构造导频符号优化问题；根据不同原型滤波器的虚部干扰因子选择最优导频结构。本发明设计了一种新的信道估计方法，通过优化导频符号设计，显著提升了信道估计的准确度和系统符号恢复的性能。

权利要求

1.一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法，其特征在于，包括：(1)对所有子载波上的数据符号插入两列相同导频符号，经过OQAM/FBMC调制获取发射信号，对经过信道作用后的发射信号进行OQAM/FBMC解调处理，获取复数信号；

(2)以同一子载波上的两列导频符号对应的复数信号为一个单元，直线拟合得到一条拟合直线：

A1x+B1y+C1＝0

其中，A1、B1、C1表示拟合直线的系数， 分别表示两列导频符号对应的解调数据在复平面上的坐标，m为子载波索引，n为符号索引，j为虚数单位；

(3)根据拟合直线的系数，得到信道估计值其中，pm表示第m个子载波对应的导频符号的取值；

其中，导频符号根据以下步骤进行选择：(1.1)根据不同的OQAM/FBMC调制的原型滤波器函数计算原型滤波器的一阶固有干扰因子；

(1.2)由一阶固有干扰因子的大小确定当前原型滤波器对应的最优导频符号序列。

2.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，步骤(1)中经过OQAM/FBMC调制的第k个时刻的发射信号s(k)表示为：其中，M为系统子载波数，xm,n是相应子载波索引和符号索引对应的实数数据，f(k)为原型滤波器函数；

解调后的复数信号ym,n表示为：其中，r(k)表示发送信号s(k)经过信道传输之后的信号。

3.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，步骤(1.1)具体包括：原型滤波器的离散模糊函数表示为：则：

其中，M为系统子载波数，j为虚数单位，α、β、γ表示一阶固有干扰因子，f(k)为原型滤波器函数。

4.根据权利要求3所述的信道估计方法，其特征在于，步骤(1.2)具体包括：

2 2

对于β‑γ‑αγ＞0的原型滤波器，最优导频符号的形式为XXYY；

2 2

对于β‑γ‑αγ≤0的原型滤波器，最优导频符号的形式为XYXY；

r r

其中，X和Y分别表示‑(2‑1)或2‑1，r表示QAM调制的阶数。

5.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，步骤(1)子载波上的数据符号为任意阶数QAM调制信号，所述导频符号为两列相同的符号，连续插入数据符号中，其中第一列导频符号的符号索引为偶数，索引从0开始，用于解调之后在复平面上拟合直线。

6.根据权利要求5所述的信道估计方法，其特征在于，两列导频符号具有相同的值，即两列导频符号受到的固有干扰互为相反数，即 同一子载波上的两列导频符号受到的虚部干扰的差值ΔIm表示为： 其中， 与 表示同一子载波上两列导频符号 分别受到的固有干扰。

7.一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计系统，其特征在于，包括：计算机可读存储介质和处理器；

所述计算机可读存储介质用于存储可执行指令；

所述处理器用于读取所述计算机可读存储介质中存储的可执行指令，执行权利要求1至6任一项所述的基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法。

说明书

一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法及系统

技术领域

[0001] 本发明属于无线通信技术领域，更具体地，涉及一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法及系统。

背景技术

[0002] 多载波调制技术实现了多通道的高速率并行数据传输，对多径衰落具有鲁棒性。正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)作为最典型的多载
波调制技术，在无线通信系统中得到了广泛的应用。然而，由于采用了矩形脉冲整形，OFDM
信号具有较高的频谱旁瓣，对相邻频谱造成严重的带外干扰。基于偏置正交振幅调制的滤
波器组多载波(Offset Quadrature Amplitude Modulation，OQAM/Filter Bank based 
Multicarrier，FBMC)是一种改进的多载波调制技术，它采用精心设计的原型滤波器对传输
信号进行整形。因此，OQAM/FBMC信号的频谱旁瓣可以大大减少，通过设计滤波器可以调节
信号波形，满足各种传输要求。由于上述优点，OQAM/FBMC在未来的无线通信中展现出巨大
的潜力。

[0003] 在OQAM/FBMC系统中，恢复符号之前通常采用信道估计来补偿信道的影响。然而，与OFDM系统在复数域满足正交性不同，OQAM/FBMC系统的正交性只在实数域或虚数域满足，
进而影响系统的信道估计精度。因此，对于OQAM/FBMC来说，如何克服干扰的影响以提高信
道估计精度是一个亟待解决的问题。所以，OQAM/FBCM系统的信道估计比OFDM系统更具挑战
性。

[0004] 由于导频符号是信道估计所必需的，因此导频结构对信道估计的准确度以及符号恢复性能有很大的影响。为了消除固有干扰的影响，通常会在导频符号和数据符号之间插
入0值导频，但0值导频的插入降低了系统的频谱效率。因此，对于OQAM/FBMC系统，在考虑固
有干扰的情况下，设计新的信道估计方法并且优化导频结构是很重要的。

发明内容

[0005] 针对现有技术的缺陷或改进需求，本发明提出了一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法及系统，并对导频结构进行了优化，以提高OQAM/FBMC系统的信道估计性
能。由此解决现有的方法由于固有干扰的影响性能存在局限性以及导频开销过大的技术问
题。

[0006] 为实现上述目的，本发明一方面提供了一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法，其步骤主要包括：

[0007] (1)对发送端所有子载波上的数据符号插入两列相同导频符号，经过OQAM/FBMC调制获取发射信号，在接收端对经过信道作用后的发射信号进行OQAM/FBMC解调处理，获取复
数信号；

[0008] (2)以同一子载波上的两列导频符号对应的复数信号为一个单元，拟合得到一条拟合直线；

[0009] (3)根据拟合直线的系数，得到信道估计值；

[0010] 优选地，根据固有干扰对导频符号的干扰影响直线拟合的准确度会对信号估计产生影响，步骤S1中导频符号的设计可以根据以下步骤进行优化选择：

[0011] (1.1)根据不同的原型滤波器函数计算得到原型滤波器的一阶固有干扰因子；

[0012] (1.2)由一阶固有干扰因子的大小确定当前原型滤波器对应的最优导频符号序列。

[0013] 优选地，步骤(1)包括：

[0014] 发送端子载波上的数据符号为任意阶数正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)信号，导频符号为两列相同的符号，连续插入数据符号中，其中第一列导
频符号的符号索引为偶数(索引从0开始)，用于解调之后在复平面上拟合直线。

[0015] 经过OQAM/FBMC调制的第k个时刻的发送信号s[k]表示为：

[0016]

[0017] 其中，M为系统子载波数，m为子载波索引，n为符号索引，xm,n是相应子载波索引和符号索引对应的实数数据，f(k)为原型滤波器函数，j为虚数单位；

[0018] 解调后的复数信号ym,n表示为：

[0019]

[0020] 其中，r(k)表示发送信号s[k]经过信道传输之后的信号。

[0021] 优选地，根据不同的原型滤波器，导频符号可以进行优化选择，直线拟合的误差角与两列导频符号受到的固有干扰之间的关系式为： 其中 和 两
者是由噪声决定的，不能控制。
其中，Lm表示接收端复平面上两列导频符号对应两点的距离，Hm,n为信道的频域响应。 与
表示同一子载波上两列导频符号 分别受到的固有干扰。其中，两列导频符号应
具有相同的值，即 两列导频符号受到的固有干扰互为相反数，即 同一
子载波上的两列导频符号受到的虚部干扰的差值ΔIm可以表示为：

[0022] 基于所述边界直线拟合的误差角与两列导频符号受到的固有干扰之间的关系式，以所有导频符号受到的虚部干扰的差值最大为目标建立优化模型以使提升边界直线拟合
准确性，从而提升信道估计的准确度以及符号恢复性能。优化问题可以表示为：

[0023]

[0024] 约束条件：‑(2r‑1)≤pm≤2r‑1,m∈[0,M‑1]

[0025] 其中，pm表示第m个子载波对应的导频符号的取值，取值为[‑(2r‑1)，2r‑1]是由QAM调制的阶数r决定的。其中，Im,0代表子载波m上第一列导频符号受到的固有干扰。固有干扰
Im,0＝pm+1(β‑γ)+pmα‑pm‑1(β+γ)，其中固有干扰因子α、β、γ由原型滤波器决定。

[0026] 导频符号根据以下步骤进行选择：

[0027] (1.1)原型滤波器的离散模糊函数表示为：

[0028]

[0029] 滤波器的固有干扰因子借助离散模糊函数可以表示为：

[0030]

[0031] (1.2)对于β2‑γ2‑αγ＞0的滤波器，最优导频符号的形式为XXYY。其中X和Y分别表r r
示‑(2‑1)或2‑1，其中r表示QAM调制的阶数。该形式表示两个中间间隔一个子载波的子载
波上的加载的导频符号是互为相反数的。

[0032] 对于β2‑γ2‑αγ≤0的滤波器，最优导频符号的形式为XYXY。其中X和Y分别表示‑r r
(2‑1)或2‑1，其中r表示QAM调制的阶数。该形式表示两个相邻的子载波上的加载的导频符
号是互为相反数的。

[0033] 优选地，步骤(2)包括：

[0034] 以同一子载波上的两列导频符号对应的复数信号为一个单元，在复平面上这两点的坐标表示为 由这两点拟合得到一条拟合直线
该直线的系数可以用于进行信道
估计，由两点的坐标直接表示即：

[0035]

[0036] 优选地，步骤(3)包括：

[0037] 将拟合线与理论线比较，得到估计的信道频率响应即信道估计值为：

[0038]

[0039] 其中，A1、B1、C1表示拟合直线的系数，pm表示第m个子载波对应的导频符号的取值。

[0040] 本发明另一方面提供了一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计系统，包括：计算机可读存储介质和处理器；

[0041] 所述计算机可读存储介质用于存储可执行指令；

[0042] 所述处理器用于读取所述计算机可读存储介质中存储的可执行指令，执行第一方面所述的基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法。

[0043] 总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：

[0044] 本发明提出了一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法，即在接收端根据OQAM符号解调后的分布特征在每个子载波上利用导频符号拟合一条线，利用直线系数进
行信道估计。分析了边界直线拟合的精度和固有干扰之间的关系，提出一个使两列导频符
号所受的固有干扰的均方差最大的导频符号优化问题，得到了不同原型滤波器对应的最优
导频结构。该信道估计方法以及符号恢复的效果均优于对照方法，并且导频开销较小。

附图说明

[0045] 图1是本发明实施例公开的一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法的流程示意图；

[0046] 图2是本发明实施例提供噪声对两列解调导频符号拟合直线的影响示意图；

[0047] 图3是本发明实施例提供在发送 时对周围符号产生的一阶邻域干扰；

[0048] 图4是本发明实施例提供在不同滤波器下相对应的最优导频符号的形式；

[0049] 图5是本发明实施例提供在PHYDYAS滤波器下最优导频符号在4QAM和16QAM调制的情况下的归一化均方误差图；

[0050] 图6是本发明实施例提供在PHYDYAS滤波器下最优导频符号在4QAM和16QAM调制的情况下的误码率图。

具体实施方式

[0051] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并
不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要
彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

[0052] 本发明提出了一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法及系统，利用两列相同导频符号在接收端解调得到的复数点拟合得到一条直线，利用该直线与信道的频率
相应的关系进行信道估计。此外，为了提升信道估计的准确度以及信号恢复的性能，分析导
频符号受到的固有干扰与拟合线准确度之间的关系，构造一个以两列导频符号所受的固有
干扰的均方差最大为目标的导频符号优化问题，得到了不同原型滤波器的最优导频结构。

[0053] 如图1所示为本发明实施例公开的一种基于多载波系统导频优化设计的信道估计方法的流程示意图，包括：

[0054] (1)对发送端所有子载波上的数据符号插入两列相同导频符号，经过OQAM/FBMC调制获取发射信号，在接收端对经过信道作用后的发射信号进行OQAM/FBMC解调处理，获取复
数信号；

[0055] (2)以同一子载波上的两列导频符号对应的复数信号为一个单元，拟合得到一条拟合直线；

[0056] (3)根据拟合直线的系数，得到信道估计值。

[0057] 具体地，步骤S1中导频符号的设计可以根据以下步骤进行优化选择：

[0058] (1.1)根据不同的原型滤波器函数计算得到原型滤波器的一阶固有干扰因子；

[0059] (1.2)由一阶固有干扰因子的大小确定当前原型滤波器对应的最优导频符号序列。

[0060] 在一个可选的实施方案中，步骤(1)具体包括：

[0061] 发送端子载波上的数据符号为22rQAM调制信号，导频符号为两列相同的符号，在数据符号的第一列和第二列插入这两列导频符号，用于解调之后在复平面上拟合直线。

[0062] 经过调制的第k个时刻的发送信号s[k]表示为：

[0063]

[0064] 其中，M为系统子载波数，m为子载波索引，n为符号索引，xm,n是相应子载波索引和符号索引对应的实数数据，f(k)为原型滤波器函数，j为虚数单位。

[0065] 解调后的复数信号ym,n表示为：

[0066]

[0067] 其中，r(k)表示发送信号s[k]经过信道传输之后的信号。

[0068] 具体地，根据滤波器的不同，选择最优导频符号，如图2所示，在噪声的影响下，实际的边界线与理论上无噪声的边界线之间存在误差角Δφ。 代表
对应两列导频符号的解调OQAM符号在复平面符号点坐标，m表示子载波索引。l0对应理论上
无噪声的边界线，l1代表在噪声的影响下实际的边界线，Δφ为两条直线之间的角度。Lm表
示两列解调导频符号之间的距离。所述边界直线拟合的误差角与两列导频符号受到的固有
干扰之间的关系式为： 其中 和 两者是由噪声决定的，不
能控制。 其中，Lm表示接收端复
平面上两列导频符号对应两点的距离，Hm,n为信道的频域响应。 与 表示同一子载波
上两列导频符号 分别受到的固有干扰。其中，两列导频符号应具有相同的值，即
两列导频符号受到的固有干扰互为相反数，即 同一子载波上的两
列导频符号受到的虚部干扰的差值ΔIm可以表示为：

[0069] 基于所述边界直线拟合的误差角与两列导频符号受到的固有干扰之间的关系式，以所有导频符号受到的虚部干扰的差值最大为目标建立优化模型以使提升边界直线拟合
准确性，从而提升信道估计的准确度以及符号恢复性能。优化问题可以表示为：

[0070]

[0071] 约束条件：‑(2r‑1)≤pm≤2r‑1,m∈[0,M‑1]

[0072] 其中，pm表示第m个子载波对应的导频符号的取值，取值为[‑(2r‑1)，2r‑1]是由QAM调制的阶数决定的。其中，Im,0代表子载波m上第一列导频符号受到的固有干扰。固有干扰
Im,0＝pm+1(β‑γ)+pmα‑pm‑1(β+γ)，其中固有干扰因子α、β、γ由原型滤波器决定。

[0073] 如图3所示，α、β、γ表示当发送符号为+1时对周围符号的干扰因子。原型滤波器的离散模糊函数表示为：

[0074]

[0075] 滤波器的固有干扰因子借助离散模糊函数计算：

[0076]

[0077] 对于PHYDYAS滤波器，计算可得其虚部干扰因子为：

[0078] α＝0.5644,β＝0.2393,α＝0.2058。

[0079] 对上述优化问题求解，得到最优导频符号的选择与原型滤波器有关。导频符号的两种形式如图4所示。

[0080] 对于β2‑γ2‑αγ＞0的滤波器，最优导频符号的形式为XXYY。其中X和Y分别表示‑r r
(2‑1)或2‑1，其中r表示QAM调制的阶数。该形式表示两个中间间隔一个子载波的子载波上
的加载的导频符号是互为相反数的。

[0081] 对于β2‑γ2‑αγ≤0的滤波器，最优导频符号的形式为XYXY。其中X和Y分别表示‑r r
(2‑1)或2‑1，其中r表示QAM调制的阶数。该形式表示两个相邻的子载波上的加载的导频符
2 2
号是互为相反数的。对于PHYDYAS滤波器，满足β‑γ‑αγ≤0。所以选择最优导频符号XYXY。

[0082] 在一个可选的实施方案中，步骤(2)具体包括：

[0083] 以同一子载波上的两列导频符号对应的复数信号 为一个单元，拟合得到一条拟合直线A1x+B1y+C1＝0。该直线的系数A1、B1、C1可以由接收端导频符
号对应的解调OQAM符号得到，即 其中，
分别表示两列导频符号对应的解调数据在复平面上的坐标。

[0084] 在一个可选的实施方案中，步骤(3)具体包括：

[0085] 理论上，在忽略噪声的情况下，相同的符号在复平面上沿直线其中 代表解调信号的实部和虚部，Xi代表相同的发送符号， 将
拟合线与理论线比较，可以得到信道频域响应估计值的实部和虚部分别为：

[0086] 即，估计的信道频率响应为：

[0087]

[0088] 其中，A1、B1、C1表示拟合直线的系数由步骤(2)计算得到。pm表示第m个子载波对应的导频符号的取值。

[0089] 图5给出了使用PHYDYAS原型滤波器时不同导频符号序列的拟合线和理论线之间的角 的归一化均方误差(Normalized Mean Squared Error，NMSE)。在4QAM和16QAM调制
下，给出了所提方法的NMSE性能，可以看出最优导频符号下的性能是优于其他导频结构的。
图6给出了使用PHYDYAS原型滤波器时不同导频符号序列以及对照方法下，所提方法的误码
2 2
率(Bit Error Rate，BER)性能。对于PHYDYAS滤波器，满足β‑γ‑αγ≤0。可以从图中看出
在4QAM和16QAM调制下，XYXY是具有最优误码率性能的导频结构。

[0090] 本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含
在本发明的保护范围之内。