基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器及其设计方法

摘要

本发明公开了一种基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器及其设计方法，涉及电力技术应用领域，其中EMI滤波器包括：火线支路和零线支路，在所述火线支路和所述零线支路上连接多个X电容组、多个Y电容组和多个共模电感，其中，X电容组跨接在所述火线支路和所述零线支路之间，Y电容组跨接在所述火线支路和所述零线支路之间，共模电感跨接在所述火线支路和所述零线支路之间。采用上述技术方案，由于采用改进型Foster网络串联模型结构，使得EMI滤波器在测试时中扼流圈的电感值减小的同时，还能使寄生电容显著减小，使得扼流圈的阻抗高频特性得到改善，实现EMI滤波器在全频段均能有效实现电磁干扰的抑制。

权利要求

1.一种基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器，其特征在于，包括：火线支路和零线支路，在所述火线支路和所述零线支路上连接多个X电容组、多个Y电容组和多个共模电感，其中，X电容组跨接在所述火线支路和所述零线支路之间，Y电容组跨接在所述火线支路和所述零线支路之间，共模电感跨接在所述火线支路和所述零线支路之间；

所述EMI滤波器中的共模增益采用下式(1)计算：

其中， 为第一Y电容的阻抗值， 为第二Y电容的阻抗值；

其中， 为第一Y电容的阻抗值， 为第二Y电容的阻抗值，Z1和Z2的值由下式(1.1)和式(1.2)计算：

2.一种基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器，其特征在于，包括：火线支路和零线支路，在所述火线支路和所述零线支路上连接多个X电容组、多个Y电容组和多个共模电感，其中，X电容组跨接在所述火线支路和所述零线支路之间，Y电容组跨接在所述火线支路和所述零线支路之间，共模电感跨接在所述火线支路和所述零线支路之间；

所述EMI滤波器中的差模增益采用下式(2)计算：

其中， 为第一X电容的阻抗值， 为第二X电容的阻抗值， 为第三X电容的阻抗值；Z1和Z2的值由下式(2.1)和式(2.2)计算：

3.根据权利要求1或2所述的基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器，其特征在于：所述共模电感的数量为两个，第一共模电感跨接在所述火线支路和所述零线支路之间，第二共模电感跨接在所述火线支路和所述零线支路之间；

所述X电容组的数量为三组，第一X电容组CX1、第二X电容组CX2和第三X电容组CX3的输入端与所述第一共模电感和所述第二共模电感的输入端串联，所述第一X电容组CX1、第二X电容组CX2和第三X电容组CX3的输出端与所述第一共模电感和所述第二共模电感的输出端串联。

4.根据权利要求1或2所述的基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器，其特征在于：所述Y电容组的数量为两组，第一Y电容组和第二Y电容组的输入端与第一共模电感和第二共模电感的输入端串联，所述第一Y电容组和第二Y电容组的输出端与第一共模电感和第二共模电感的输出端串联；

所述第一Y电容组包括两个串联的CY1电容，所述第二Y电容组包括两个串联的CY2电容。

5.根据权利要求1或2所述的基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器，其特征在于：在所述火线支路和所述零线支路之间还跨接有等效负载电阻，所述等效负载电阻包括第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻串联。

6.一种基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器的设计方法，其特征在于，包括如下步骤：步骤S1，通过LISN网络测量待测装置的共模、差模传导电磁干扰；

步骤S2，将测量值与相应的标准值相减，得到EMI滤波器在各频段所需要达到的共模、差模干扰衰减值；

步骤S3，通过EMI滤波器的共模、差模干扰衰减值推导出EMI滤波器的共模、差模高频等效电路；

步骤S4，通过EMI滤波器共模插入增益和差模插入增益计算EMI滤波器中Y电容的值；

步骤S5，计算共模扼流圈在150kHz‑30MHz频段内所需达到的共模阻抗值；

步骤S6，测量共模扼流圈的差模电感，依据差模电感计算EMI滤波器中X电容的值；

步骤S7，对EMI滤波器进行传导电磁干扰测试。

7.根据权利要求6所述的基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器的设计方法，其特征在于：在执行步骤S5时，还针对性地对共模扼流圈的高频阻抗特性进行优化。

8.根据权利要求6所述的基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器的设计方法，其特征在于：在步骤S2中，将测量值与相应的标准值相减之后还加上6dB的裕量。

说明书

基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器及其设计方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电力技术应用领域，特别涉及一种基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器及其设计方法。

背景技术

[0002] 随着电力电子技术的不断成熟以及氮化镓、碳化硅等新材料器件的逐步推广，电力电子设备的开关频率不断提高、功率密度不断提升，由此带来的电磁干扰问题也日益严重。世界各国和国际组织陆续出台了相关的技术规范，如国际无线电干扰特别委员会CISPR提出的CISPR22，欧洲标准规定的EN55022以及我国颁布的GB9254等。

[0003] 为了使电力电子设备通过相关的传导电磁干扰测试，工程师们常采用在设备的电源进线处加入EMI滤波器的方式。但是，由于共模扼流圈的磁芯材料特性随频率变化以及绕组寄生电容的存在，其阻抗高频特性不理想，会造成EMI滤波器在高频段的衰减不足，进而导致无法通过传导电磁干扰测试。

[0004] 为了更准确地评估EMI滤波器的滤波性能，需要建立共模扼流圈在150kHz‑30MHz传导干扰测试范围内的高频模型。有学者提出采用Foster网络串联模型对共模扼流圈的共模阻抗进行拟合，其缺陷是没有考虑磁芯材料频率特性的影响。而研究人员又在建模过程中假设磁芯磁导率随频率变化的设计是线性的，当磁芯材料磁导率非线性严重时模型就不准确了。也有学者提出的模型能较好地反应磁芯材料频率特性的影响，但其建模的前提是需要对磁芯材料的磁导率进行精确的测量，对仪器的要求比较高。

发明内容

[0005] 本发明要解决的技术问题是提供一种基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器及其设计方法，解决现有技术中EMI滤波器在高频段的衰减不足而导致无法通过传导电磁干扰测试的技术问题。

[0006] 为了解决上述技术问题，本发明的技术方案为：

[0007] 一种基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器，包括：火线支路和零线支路，在所述火线支路和所述零线支路上连接多个X电容组、多个Y电容组和多个共模电感，其中，X电容组跨接在所述火线支路和所述零线支路之间，Y电容组跨接在所述火线支路和所述零线支路之间，共模电感跨接在所述火线支路和所述零线支路之间。

[0008] 其中，所述共模电感的数量为两个，第一共模电感跨接在所述火线支路和所述零线支路之间，第二共模电感跨接在所述火线支路和所述零线支路之间；

[0009] 所述X电容组的数量为三组，第一X电容组、第二X电容组和第三X电容组的输入端与所述第一共模电感和所述第二共模电感的输入端串联，所述第一X电容组、第二X电容组和第三X电容组的输出端与所述第一共模电感和所述第二共模电感的输出端串联。

[0010] 具体的，所述Y电容组的数量为两组，第一Y电容组和第二Y电容组的输入端与所述第一共模电感和所述第二共模电感的输入端串联，所述第一Y电容组和第二Y电容组的输出端与所述第一共模电感和所述第二共模电感的输出端串联；

[0011] 所述第一Y电容组包括两个Y电容，两个所述Y电容串联，所述第二电容组包括两个Y电容，两个所述Y电容串联。

[0012] 其中，在所述火线支路和所述零线支路之间还跨接有等效负载电阻，所述等效负载电阻包括第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻串联。

[0013] 其中，所述EMI滤波器中的共模增益采用下式(1)计算：

[0014]

[0015] 其中， 为第一Y电容的阻抗值， 为第二Y电容的阻抗值。

[0016] 其中，所述EMI滤波器中的差模增益采用下式(2)计算：

[0017]

[0018] 其中， 为第一X电容的阻抗值， 为第二X电容的阻抗值， 为第三X电容的阻抗值。

[0019] 还提出一种基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器的设计方法，包括如下步骤：

[0020] 步骤S1，通过LISN网络测量待测装置的共模、差模传导电磁干扰；

[0021] 步骤S2，将测量值与相应的标准值相减，得到EMI滤波器在各频段所需要达到的共模、差模干扰衰减值；

[0022] 步骤S3，通过EMI滤波器的共模、差模干扰衰减值推导出EMI滤波器的共模、差模高频等效电路；

[0023] 步骤S4，通过EMI滤波器共模插入增益和差模插入增益计算EMI滤波器中Y电容的值；

[0024] 步骤S5，计算共模扼流圈在150kHz‑30MHz频段内所需达到的共模阻抗值；

[0025] 步骤S6，测量共模扼流圈的差模电感，依据差模电感计算EMI滤波器中X电容的值；

[0026] 步骤S7，对EMI滤波器进行传导电磁干扰测试。

[0027] 其中，在执行步骤S5时，还针对性地对共模扼流圈的高频阻抗特性进行优化。

[0028] 其中，在步骤S2中，将测量值与相应的标准值相减之后还加上6dB的裕量。

[0029] 采用上述技术方案，由于采用改进型Foster网络串联模型结构，使得EMI滤波器在测试时中扼流圈的电感值减小的同时，还能使寄生电容显著减小，使得扼流圈的阻抗高频特性得到改善，实现EMI滤波器在全频段均能有效实现电磁干扰的抑制。

附图说明

[0030] 图1为本发明基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器的拓扑图；

[0031] 图2为本发明基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器的共模高频等效电路图；

[0032] 图3为本发明中改进的FOSTER网络串联模型示意图；

[0033] 图4为本发明中改进的FOSTER网络串联模型拟合效果对比图；

[0034] 图5为本发明基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器的差模高频等效电路图；

[0035] 图6为本发明中未待测电路未加EMI滤波器的共模电磁干扰波形图；

[0036] 图7为本发明中未待测电路未加EMI滤波器的差模电磁干扰波形图；

[0037] 图8为本发明中共模扼流圈共模阻抗测试值及变化趋势图；

[0038] 图9为本发明中采用#1扼流圈的传导干扰测试的测试结果波形图；以及[0039] 图10为本发明中采用#2扼流圈的传导干扰测试的测试结果波形图。

具体实施方式

[0040] 下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明。在此需要说明的是，对于这些实施方式的说明用于帮助理解本发明，但并不构成对本发明的限定。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

[0041] 作为本发明的第一实施例，提出一种基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器，如图1所示，包括：第一共模电感LCM1、第二共模电感LCM2、第一X电容CX1、第二X电容CX2、第三X电容CX3、第一Y电容组CY1和第二Y电容组CY2，第一X电容CX1、第二X电容CX2、第三X电容CX3连接在火线支路和零线支路之间，第一Y电容组CY1和第二Y电容组CY2并联在火线支路和零线支路之间，第一共模电感LCM1设置在第一X电容CX1、第二X电容CX2之间并与第一X电容CX1、第二X电容CX2并联，第二共模电感LCM2设置在第一Y电容组CY1和第三X电容CX3之间并与第一Y电容组CY1和第三X电容CX3并联。

[0042] 其中，第一Y电容组CY1包括两个Y电容，两个Y电容串联，第二电容组CY2包括两个Y电容，两个Y电容串联。

[0043] 进一步的，如图2所示，EMI滤波器中的共模等效电路中，共模增益采用下式(1)计算：

[0044]

[0045] 其中， 为第一Y电容的阻抗值， 为第二Y电容的阻抗值，Z1和Z2的值由下式(1.1)和式(1.2)计算：

[0046]

[0047]

[0048] 在上述EMI滤波器中的共模等效电路中，方框部分 为改进的Foster网络串联模型，如图3所示，C1表征共模扼流圈的寄生电容的影响；左侧框内的部分表征共模扼流圈的磁芯特性；右侧框内的部分表征传输线特性，其级联个数取决于相应频段内阻抗曲线谐振峰的个数。

[0049] 共模扼流圈的频率特性与理想电感有显著差异，主要有以下两个原因：1、共模扼流圈的绕组绕线之间，绕组与磁芯之间以及构成共模扼流圈的两个绕组之间均存在寄生电容；2、共模扼流圈磁芯材料的磁导率随着频率的增大而下降。为了更好地设计共模扼流圈和更精确地评估EMI滤波器的性能，需要建立共模扼流圈在150kHz‑30MHz频率段内的高频模型。由于共模扼流圈的电感值较大，其阻抗曲线在10MHz‑30MHz间常反映出传输线特性。通常采用Foster网络串联模型对其进行拟合。但是由于共模扼流圈的磁芯材料常采用锰锌铁氧体或纳米晶等材料。其特点是初始磁导率高，但是在大于某一频率时，其磁导率会迅速下降。而Foster网络串联模型无法很好地反映这种由于磁芯特性随频率变化导致的阻抗非线性，因而提出如图3所示的改进的Foster网络串联模型。

[0050] 如图4所示模型的拟合效果中可以看出改进的Foster网络串联模型拟合效果更佳，在EMI滤波器中，可将共模扼流圈的漏磁通作为差模电感使用。漏磁通的磁势主要降落在共模扼流圈绕组间的空气磁阻上，而不是降落在绕组内部的磁芯磁阻上。由于空气磁导率的频率特性稳定，可以认为差模电感受磁芯材料频率特性的影响很小。且差模电感的感值较小，其阻抗曲线在传导干扰的测试频段一般不会出现传输线特性。故在150kHz‑30MHz频段内共模扼流圈的差模等效模型可用单级Foster网络模型来拟合。

[0051] 进一步的，如图5所示，EMI滤波器中的差模等效电路中，差模增益采用下式(2)计算：

[0052]

[0053] 其中， 为第一X电容的阻抗值， 为第二X电容的阻抗值， 为第三X电容的阻抗值，Z1和Z2的值由下式(2.1)和式(2.2)计算：

[0054]

[0055]

[0056] 在上述EMI滤波器中的差模等效电路中，方框部分 和 为单级Foster模型。

[0057] 基于上述第一实施例中所提出的基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器，第二实施例提出相对应的一种基于改进FOSTER高频模型的EMI滤波器的设计方法，该方法通过如下步骤实现：

[0058] 首先，选用Boost型PFC(Power Factor Correction单周期功率因数校正)变换器作为本实施例的待测装置，具体来说本实施例中采用的Boost PFC变换器中的开关频率为65kHz，功率为1.25Kw，本领域技术人员可以根据实际需求更换不同类型的Boost PFC变换器；通过LISN(Line Impedance Stabilization Network线路阻抗稳定网络)测量待测装置的共模、差模传导电磁干扰，可以得到如图6所示的共模电磁干扰的准峰值和平均值以及如图7所示的差模电磁干扰的准峰值和平均值；将测量值与相应的标准值(即准峰值)相减，得到EMI滤波器在各频段所需要达到的共模、差模干扰衰减值；其中，EMI滤波器在各频段所需要达到的共模、差模干扰衰减值的计算需要在测量值与相应的标准值相减之后需要加上
6dB的裕量；即共模干扰衰减值vreq,CM和差模干扰衰减值vreq,DM如下式(3)、(4)所示：

[0059] vreq,CM＝vCM‑vLimit,CM+6dB                                   (3)[0060] vreq,DM＝vDM‑vLimit,DM+6dB                                  (4)[0061] 通过EMI滤波器的共模、差模干扰衰减值推导出EMI滤波器的共模、差模高频等效电路；同时在EMI滤波器中的共模等效电路中，共模增益采用下式(1)计算：

[0062]

[0063] 其中， 为第一Y电容的阻抗值， 为第二Y电容的阻抗值，Z1和Z2的值由下式(1.1)和式(1.2)计算：

[0064]

[0065]

[0066] 在上述EMI滤波器中的共模等效电路中，方框部分 为改进的Foster网络串联模型，如图3所示，C1表征共模扼流圈的寄生电容的影响；左侧框内的部分表征共模扼流圈的磁芯特性；右侧框内的部分表征传输线特性，其级联个数取决于相应频段内阻抗曲线谐振峰的个数。

[0067] 同样，如图5所示，在EMI滤波器中的差模等效电路中，差模增益采用下式(2)计算：

[0068]

[0069] 其中， 为第一X电容的阻抗值， 为第二X电容的阻抗值， 为第三X电容的阻抗值，Z1和Z2的值由下式(2.1)和式(2.2)计算：

[0070]

[0071]

[0072] 在上述EMI滤波器中的差模等效电路中，方框部分 和 为单级Foster模型。

[0073] 由于漏电流的限制，Y电容的取值通常不能超过3300pF。通过EMI滤波器共模插入增益和差模插入增益计算EMI滤波器中Y电容的值，在本待测装置中，Y电容为1nF。

[0074] 用E4490A阻抗分析仪对Y电容进行阻抗测量并拟合，如图5中所示Y电容的高频等效模型可用RLC串联模型来表示。

[0075] 基于上述式(1)、(1.1)和(1.2)，代入相应高频模型和数据，计算得到共模扼流圈在150kHz‑30MHz频段内所需达到的共模阻抗值，其结果如图8所示。同时进一步的，可以有针对性地对共模扼流圈的高频阻抗特性进行优化。

[0076] 具体来说，共模扼流圈的频率特性与理想电感有显著差异，主要有以下两个原因：1、共模扼流圈的绕组绕线之间，绕组与磁芯之间以及构成共模扼流圈的两个绕组之间均存在寄生电容；2、共模扼流圈磁芯材料的磁导率随着频率的增大而下降。为了更好地设计共模扼流圈和更精确地评估EMI滤波器的性能，需要建立共模扼流圈在150kHz‑30MHz频率段内的高频模型。由于共模扼流圈的电感值较大，其阻抗曲线在10MHz‑30MHz间常反映出传输线特性。通常采用Foster网络串联模型对其进行拟合。但是由于共模扼流圈的磁芯材料常采用锰锌铁氧体或纳米晶等材料。其特点是初始磁导率高，但是在大于某一频率时，其磁导率会迅速下降。而Foster网络串联模型无法很好地反映这种由于磁芯特性随频率变化导致的阻抗非线性，因而提出如图3所示的改进的Foster网络串联模型。

[0077] 如图4所示模型的拟合效果中可以看出改进的Foster网络串联模型拟合效果更佳，在EMI滤波器中，可将共模扼流圈的漏磁通作为差模电感使用。漏磁通的磁势主要降落在共模扼流圈绕组间的空气磁阻上，而不是降落在绕组内部的磁芯磁阻上。由于空气磁导率的频率特性稳定，可以认为差模电感受磁芯材料频率特性的影响很小。且差模电感的感值较小，其阻抗曲线在传导干扰的测试频段一般不会出现传输线特性。故在150kHz‑30MHz频段内共模扼流圈的差模等效模型可用单级Foster网络模型来拟合。

[0078] 初步确定共模扼流圈后，用E4990A阻抗分析仪测量得到其漏感即差模电感的阻抗曲线。再根据差模衰减值的要求，计算得到EMI滤波器中X电容的取值。

[0079] 最后将设计完成的EMI滤波器加入待测电路，进行传导电磁干扰测试，验证是否满足要求。具体来说，通过自行绕制共模扼流圈进行对比测试。磁芯选用纳米晶磁环，磁芯材料为FeNbCuSiB(铁基纳米晶合金)，初始磁导率≥80000。#1扼流圈的匝数为18匝，测量得到的阻抗曲线如图8所示。可见，虽然#1扼流圈在低频段的阻抗值远大于设计要求，但是其阻抗曲线的第一个谐振峰对应的频率fr较小，#1扼流圈在高频段的阻抗值衰减严重。在10MHz‑20MHz的频率段#1扼流圈的阻抗值小于设计值，不达标。将采用#1扼流圈的EMI滤波器加入原待测装置，测试结果如图9所示。传导电磁干扰在低频段被衰减到很低的水平，但在4MHz‑20MHz频段超标，待测装置未能通过传导电磁干扰测试。

[0080] 利用本发明提出的改进的Foster网络串联模型对其进行拟合及参数提取，结果如表1所示。增大仿真模型中的L或C值，保持模型中的其他参数不变，此时谐振频率fr减小，阻抗曲线整体左移，扼流圈的阻抗高频特性进一步恶化；减小仿真模型中的L或C值，保持其他参数不变，此时谐振频率fr增大，阻抗曲线整体右移，扼流圈的阻抗高频特性得到改善。

[0081]

[0082]

[0083] 表1

[0084] 因此，适当减少共模扼流圈的绕制匝数为10匝，并且将绕制方式从双层绕制改进为单层绕制，此时#2扼流圈的阻抗曲线如图8所示。同样的，对其进行阻抗测量、建模拟合及参数提取。由于#2扼流圈在150kHz‑30MHz间只有一个主谐振峰，在高频段未表现出传输线特性，故其第二级参数空缺。由拟合结果可知，#2扼流圈的电感值减小，且寄生电容也显著减小，其阻抗高频特性得到改善。#2扼流圈的阻抗值在150kHz‑30MHz全频段均达到设计要求。

[0085] 将采用#2扼流圈的EMI滤波器加入原待测装置，传导电磁干扰测试结果如图10所示，待测装置通过传导干扰测试。

[0086] 采用上述技术方案，由于采用改进型Foster网络串联模型结构，使得EMI滤波器在测试时中扼流圈的电感值减小的同时，还能使寄生电容显著减小，使得扼流圈的阻抗高频特性得到改善，实现EMI滤波器在全频段均能有效实现电磁干扰的抑制。

[0087] 以上结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但本发明不限于所描述的实施方式。对于本领域的技术人员而言，在不脱离本发明原理和精神的情况下，对这些实施方式进行多种变化、修改、替换和变型，仍落入本发明的保护范围内。