基于ACOT控制模式的功率变换器及其控制电路

摘要

本公开提供了一种基于ACOT控制模式的功率变换器及其控制电路，其中，该控制电路利用导通时间控制单元响应于开关控制信号，根据该功率变换器输入端接入的输入电压生成导通控制信号，并根据该开关控制信号的占空比调节该导通控制信号的导通时间；以及通过逻辑控制单元根据导通控制信号的导通时间调节其生成的开关控制信号的占空比，而该导通时间控制单元利用获得与输入电压成正比的充电电流，以维持该开关控制信号的频率不变。由此可通过控制电路实现自适应跟随开关控制信号占空比的变化调整导通控制信号的导通时间，而且保持开关控制信号的频率恒定不变，从而增强系统的稳定性。

权利要求

1.一种基于ACOT控制模式的功率变换器的控制电路，所述功率变换器包括连接在所述功率变换器的输入端与输出端之间的第一开关管、第二开关管和电感，所述控制电路通过开关控制信号分别控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通状态，以通过所述电感提供输出电压，其中，所述控制电路包括：导通时间控制单元，所述导通时间控制单元响应于所述开关控制信号，根据所述功率变换器输入端接入的输入电压生成导通控制信号，并根据所述开关控制信号的占空比调节所述导通控制信号的导通时间；

逻辑控制单元，用于根据所述导通控制信号的导通时间调节所述逻辑控制单元生成的所述开关控制信号的占空比，

所述开关控制信号包括第一开关控制信号和第二开关控制信号，所述导通时间控制单元包括：

第一输入级，响应于所述第一开关控制信号和所述第二开关控制信号，根据所述输入电压生成第一电压；

控制级，用于根据所述输入电压生成第二电压；

第二输入级，用于根据所述第二电压和所述第二开关控制信号调节其自身连通状态，并生成第三电压；

第一比较器，所述第一比较器的同相输入端连接所述第二输入级的输出端，接入所述第三电压，反相输入端连接所述第一输入级的输出端，接入所述第一电压，输出端用于提供所述导通控制信号，

所述导通时间控制单元利用所述第一输入级复刻所述第一开关管和所述第二开关管的导通状态，获得的与所述输入电压成正比的充电电流，以维持所述开关控制信号的频率不变。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述第一开关控制信号提供至所述第一开关管的控制端，用以驱动控制所述第一开关管的导通状态，所述第二开关控制信号提供至所述第二开关管的控制端，用以驱动控制所述第二开关管的导通状态，并且所述第一开关管导通时所述第二开关管关断，而所述第一开关管关断时所述第二开关管导通。

3.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述第一输入级包括：第三开关管和第四开关管，所述第三开关管和第四开关管串联连接在所述功率变换器的输入端与地之间，且所述第三开关管的控制端接入所述第一开关控制信号，所述第四开关管的控制端接入所述第二开关控制信号；以及第一电容，所述第一电容的第一端连接在所述第三开关管和所述第四开关管的连接节点，第二端接地，且所述第一电容的第一端作为所述第一输入级的输出端，用于提供所述第一电压。

4.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述控制级包括：第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻串联连接在所述功率变换器的输入端与地之间；

第二比较器，所述第二比较器的同相输入端连接在所述第一电阻和所述第二电阻的连接节点，所述第二比较器的输出端用于提供所述第二电压；

第五开关管、第六开关管和第三电阻，依次串联连接在所述功率变换器的输入端与地之间，所述第五开关管的控制端与其自身的第二端连接，所述第六开关管的第一端连接所述第五开关管的第二端，控制端连接所述第二比较器的输出端，且所述第二比较器的反相输入端连接所述第六开关管的第二端。

5.根据权利要求4所述的控制电路，其中，所述第二输入级包括：第七开关管和第二电容，所述第七开关管和所述第二电容串联连接在所述功率变换器的输出端与地之间，所述第七开关管与所述第五开关管共源共栅连接，且所述第七开关管和所述第二电容的连接节点作为所述第二输入级的输出端，用于提供所述第三电压；

第八开关管，所述第八开关管并联连接在所述第二电容的两端，控制端连接所述第三开关管的控制端，共同接入所述第一开关控制信号，所述第七开关管导通时作为控制电流源向所述第二电容充电，以获得与所述输入电压成正比的充电电流。

6.根据权利要求5所述的控制电路，其中，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和所述第八开关管的其中任一为金属氧化物半导体场效应晶体管。

7.根据权利要求6所述的控制电路，其中，所述第一开关管和所述第三开关管的沟道类型相同，且所述第二开关管与所述第四开关管的沟道类型相同。

8.根据权利要求7所述的控制电路，其中，所述第一开关管、第三开关管、第五开关管和所述第七开关管均为P沟道型的金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第二开关管、第四开关管、第六开关管和所述第八开关管均为N沟道型的金属氧化物半导体场效应晶体管。

9.一种基于ACOT控制模式的功率变换器，所述功率变换器包括：主电路，所述主电路包括第一开关管、第二开关管和电感，所述第一开关管和所述第二开关管串联连接在所述功率变换器的输入端与地之间，所述电感连接在所述第一开关管与所述第二开关管的连接节点和所述功率变换器的输出端之间；以及如权利要求1 8中任一项所述的控制电路，所述控制电路通过开关控制信号分别控制~

所述第一开关管和所述第二开关管的导通状态，以通过所述电感提供输出电压，其中，所述控制电路利用所述导通时间控制单元复刻所述第一开关管和所述第二开关管的导通状态，获得与所述输入电压成正比的充电电流，以维持所述开关控制信号的频率不变。

说明书

基于ACOT控制模式的功率变换器及其控制电路

技术领域

[0001] 本公开涉及集成电路技术领域，具体涉及一种基于ACOT控制模式的功率变换器及其控制电路。

背景技术

[0002] 开关电源是通过IC控制电路来控制功率管的导通和关断，从而稳定输出电压的一种设备。最常见的开关电源为DC‑DC变换器，它包括降压型、升压型以及降压‑升压型三种基
本架构。其调制方式包括脉宽调制方式PWM、脉冲频率调制方式PFM以及跨周期调制方式
PSM，控制方式主要有电压模式与电流模式。目前，DC‑DC变换器的瞬态响应快慢已经成为人
们日益关注的焦点，恒定导通时间（Constant On Time，COT）控制模式因具有较快的响应速
度而被广泛应用。

[0003] 传统的COT控制模式降压变换器是通过反馈电阻器来采样输出电压（见图1），然后将输出电压纹波谷值直接与参考电压进行对比，生成固定的导通时间脉冲来导通上管
MOSFET。当导通时间脉冲到期后，上管MOSFET关断（且下管导通）。如图1所示，传统的COT控
制模式降压变换器100包括：主电路和控制电路110，其中，主电路包括串联连接在变换器输
入端与地之间的上管Q1和下管Q2，连接在二者的连接节点SW与变换器输出端之间的电感L，
以及并联连接在变换器输出端与地之间的输出电容Co和输出电阻Ro，反馈网络并联连接在
输出电阻Ro两端，包括电阻Ra和Rb，用于产生反馈电压Vfb，控制电路110包括环路比较器
113、定时器单元111和逻辑控制单元112，反馈网络将产生的反馈电压Vfb输入到环路比较
器113中，与基准电压Vref作比较，环路比较器113的输出结果控制定时器单元111的开断，
从而控制逻辑控制单元112，进而产生控制信号HSON和LSON分别控制上管Q1和下管Q2的导
通来调节输出电压Vout。

[0004] 由伏秒平衡定律：

[0005]

[0006] 可得到占空比D的表达式：

[0007]

[0008] 因此，降压转换器100的频率公式为：

[0009]

[0010] 其中，Ton为定时器单元产生的导通时间，D为占空比，Vout为输出电压，Vin为输入电压，Io为负载电流，RD1和RD2分别为第一开关管Q1和第二开关管Q2的导通电阻。

[0011] 上述这种传统COT模式的定时器单元111，其所产生的导通时间Ton是定值，且开关频率随输入电压、输出电压以及负载电流变化，其开关频率的不稳定使得系统滤波器设计
难度很大，再者，传统的COT控制模式的纹波很大，系统的EMI特性比较差，对EMI处理的设计
难度加大。对于电压模式的Buck变换器，虽然设计简单、电路成本低且体积小，但是电压模
式的输出调节响应速度慢，输出滤波电容会给系统带来稳定性问题；而电流模式相对于电
压模式虽然具有更高的稳定性和较好的电压调整率，但在另一方面，电流模式对噪声非常
敏感，特别是在占空比大于50％时可能出现次谐波震荡，再者电流模式采用双环控制，系统
设计比较复杂，成本和体积大，不能达到系统要求的准确和便携要求；迟滞模式和传统恒定
导通模式虽然有较快速的瞬态响应、简单的控制环路和低的成本与体积，然而都存在着稳
态下系统工作频率漂移和纹波的问题，也很难达到高精度设计要求。

发明内容

[0012] 为了解决上述技术问题，本公开提供了一种基于ACOT控制模式的功率变换器及其控制电路，可以得到与输入电压成正比的充电电流，最终将系统的开关频率固定，从而增强
系统的稳定性。

[0013] 一方面本公开提供了一种基于ACOT控制模式的功率变换器的控制电路，该功率变换器包括连接在该功率变换器的输入端与输出端之间的第一开关管、第二开关管和电感，
前述的控制电路通过开关控制信号分别控制第一开关管和第二开关管的导通状态，以通过
前述的电感提供输出电压，其中，该控制电路包括：

[0014] 导通时间控制单元，该导通时间控制单元响应于前述的开关控制信号，根据该功率变换器输入端接入的输入电压生成导通控制信号，并根据前述开关控制信号的占空比调
节该导通控制信号的导通时间；

[0015] 逻辑控制单元，用于根据前述导通控制信号的导通时间调节该逻辑控制单元生成的前述开关控制信号的占空比，

[0016] 该导通时间控制单元利用获得与输入电压成正比的充电电流，以维持该开关控制信号的频率不变。

[0017] 优选地，前述的开关控制信号包括第一开关控制信号和第二开关控制信号，该第一开关控制信号提供至前述第一开关管的控制端，用以驱动控制该第一开关管的导通状
态，该第二开关控制信号提供至前述第二开关管的控制端，用以驱动控制该第二开关管的
导通状态，并且第一开关管导通时第二开关管关断，而第一开关管关断时第二开关管导通。

[0018] 优选地，前述的导通时间控制单元包括：

[0019] 第一输入级，响应于前述第一开关控制信号和前述第二开关控制信号，根据前述的输入电压生成第一电压；

[0020] 控制级，用于根据前述的输入电压生成第二电压；

[0021] 第二输入级，用于根据前述的第二电压和第二开关控制信号调节其自身连通状态，并生成第三电压；

[0022] 第一比较器，该第一比较器的同相输入端连接前述第二输入级的输出端，接入前述的第三电压，反相输入端连接前述第一输入级的输出端，接入前述的第一电压，输出端用
于提供前述的导通控制信号。

[0023] 优选地，前述的第一输入级包括：

[0024] 第三开关管和第四开关管，该第三开关管和第四开关管串联连接在功率变换器的输入端与地之间，且该第三开关管的控制端接入前述的第一开关控制信号，该第四开关管
的控制端接入前述的第二开关控制信号；以及

[0025] 第一电容，该第一电容的第一端连接第三开关管和第四开关管的连接节点，第二端接地，且该第一电容的第一端作为该第一输入级的输出端，用于提供前述的第一电压。

[0026] 优选地，前述的控制级包括：

[0027] 第一电阻和第二电阻，该第一电阻和第二电阻串联连接在功率变换器的输入端与地之间；

[0028] 第二比较器，该第二比较器的同相输入端连接在前述第一电阻和第二电阻的连接节点，该第二比较器的输出端用于提供前述的第二电压；

[0029] 第五开关管、第六开关管和第三电阻，依次串联连接在功率变换器的输入端与地之间，该第五开关管的控制端与其自身的第二端连接，该第六开关管的第一端连接第五开
关管的第二端，控制端连接前述第二比较器的输出端，且前述第二比较器的反相输入端连
接该第六开关管的第二端。

[0030] 优选地，前述的第二输入级包括：

[0031] 第七开关管和第二电容，该第七开关管和第二电容串联连接在功率变换器的输出端与地之间，该第七开关管与前述的第五开关管共源共栅连接，且该第七开关管和第二电
容的连接节点作为前述第二输入级的输出端，用于提供前述的第三电压；

[0032] 第八开关管，该第八开关管并联连接在前述第二电容的两端，控制端连接前述第三开关管的控制端，共同接入前述的第一开关控制信号，

[0033] 该第七开关管导通时作为控制电流源向前述的第二电容充电，以获得与输入电压成正比的充电电流。

[0034] 优选地，前述的第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的其中任一为金属氧化物半导体场效应晶体管。

[0035] 优选地，前述的第一开关管和第三开关管的沟道类型相同，且前述的第二开关管与第四开关管的沟道类型相同。

[0036] 优选地，前述的第一开关管、第三开关管、第五开关管和第七开关管均为P沟道型的金属氧化物半导体场效应晶体管，前述的第二开关管、第四开关管、第六开关管和第八开
关管均为N沟道型的金属氧化物半导体场效应晶体管。

[0037] 另一方面本公开还提供了一种基于ACOT控制模式的功率变换器，该功率变换器包括：

[0038] 主电路，包括第一开关管、第二开关管和电感，该第一开关管和第二开关管串联连接在该功率变换器的输入端与地之间，前述的电感连接在该第一开关管与第二开关管的连
接节点和该功率变换器的输出端之间；以及

[0039] 如前所述的控制电路，该控制电路通过开关控制信号分别控制前述的第一开关管和第二开关管的导通状态，以通过电感提供输出电压，

[0040] 其中，该控制电路利用获得与输入电压成正比的充电电流，以维持该开关控制信号的频率不变。

[0041] 本公开的有益效果是：本公开提供的一种基于ACOT控制模式的功率变换器及其控制电路，该功率变换器包括连接在该功率变换器的输入端与输出端之间的第一开关管、第
二开关管和电感，该控制电路通过开关控制信号分别控制第一开关管和第二开关管的导通
状态，以通过电感提供输出电压，其中，该控制电路利用导通时间控制单元响应于开关控制
信号，根据该功率变换器输入端接入的输入电压生成导通控制信号，并根据该开关控制信
号的占空比调节该导通控制信号的导通时间；以及通过逻辑控制单元根据导通控制信号的
导通时间调节其生成的开关控制信号的占空比，而该导通时间控制单元利用获得与输入电
压成正比的充电电流，以维持该开关控制信号的频率不变。由此可通过控制电路复刻主电
路中第一开关管和第二开关管的导通状态，而有效避免现有技术中采样SW节点的电压的反
馈控制方案，因为带载后上管（第一开关管）和下管（第二开关管）导通电阻的原因，引起负
载端电感电流的变化，而造成频率上升而使得带载能力下降的影响，通过该控制电路得到
与输入电压成正比的充电电流，实现自适应跟随（开关控制信号的）占空比的变化调整导通
控制信号的导通时间，而且保持（开关控制信号的）频率恒定不变，从而增强系统的稳定性。

附图说明

[0042] 通过以下参照附图对本公开实施例的描述，本公开的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。

[0043] 图1示出现有技术中一种基于COT模式的降压转换器的结构示意图；

[0044] 图2示出本公开实施例提供的一种基于ACOT控制模式的降压变换器的结构示意图；

[0045] 图3示出图2所示降压变换器的控制电路中导通时间控制单元的结构沟示意图。

具体实施方式

[0046] 为了便于理解本公开，下面将参照相关附图对本公开进行更全面的描述。附图中给出了本公开的较佳实施例。但是，本公开可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描
述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本公开内容的理解更加透彻全面。

[0047] 除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本公开的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本公开的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实
施例的目的，不是旨在于限制本公开。

[0048] 下面，参照附图对本公开进行详细说明。

[0049] 图2示出本公开实施例提供的一种基于ACOT控制模式的降压变换器的结构示意图，图3示出图2所示降压变换器的控制电路中导通时间控制单元的结构沟示意图。

[0050] 参考图2，以降压（Buck）型拓扑结构的功率变换器为例，本公开实施例提供了一种基于自适应恒定导通时间（Adaptive Constant On Time，ACOT）控制模式的降压变换器
200，其包括：主电路和控制电路210，其中，主电路包括串联连接在降压变换器200输入端与
地之间的第一开关管Q1和第二开关管Q2，连接在该第一开关管Q1和第二开关管Q2的连接节
点SW与降压变换器200输出端之间的电感L，以及并联连接在降压变换器200输出端与地之
间的输出电容Co和输出电阻Ro组成的滤波网络，该控制电路200则通过开关控制信号（HSON
和LSON）分别控制第一开关管Q1和第二开关管Q2的导通状态，以通过电感L提供输出电压
Vout。

[0051] 参考图2和图3，在本实施例中，该控制电路210包括：导通时间控制单元21和逻辑控制单元22，其中，该导通时间控制单元21响应于前述的开关控制信号（HSON和LSON），根据
该降压变换器200输入端接入的输入电压Vin生成导通控制信号TON，并根据该开关控制信
号（HSON和LSON）的占空比调节该导通控制信号TON的导通时间Ton；逻辑控制单元22用于根
据导通控制信号TON的导通时间Ton调节该逻辑控制单元22生成的前述开关控制信号（HSON
和LSON）的占空比D，该控制电路210利用获得与输入电压Vin成正比的充电电流I，以维持该
开关控制信号（HSON和LSON）的频率不变。

[0052] 在本实施例中，前述的开关控制信号包括第一开关控制信号HSON和第二开关控制信号LSON，该第一开关控制信号HSON提供至第一开关管Q1的控制端，用以驱动控制该第一
开关管Q1的导通状态，该第二开关控制信号LSON提供至第二开关管Q2的控制端，用以驱动
控制第二开关管Q2的导通状态，并且第一开关管Q1导通时第二开关管Q2关断，而第一开关
管Q1关断时第二开关管Q2导通。

[0053] 进一步地，参考图3，在本实施例中，前述的导通时间控制单元21包括：第一输入级211、控制级212、第二输入级213和第一比较器202，

[0054] 其中，该第一输入级211响应于第一开关控制信号HSON和第二开关控制信号LSON，根据输入电压Vin生成第一电压V1；该控制级212用于根据输入电压Vin生成第二电压V2；该
第二输入级213则用于根据前述的第二电压V2和第二开关控制信号LSON调节其自身连通状
态，并生成第三电压V3；而该第一比较器202的同相输入端连接第二输入级213的输出端，接
入前述的第三电压V3，该第一比较器202的反相输入端连接前述第一输入级211的输出端，
接入前述的第一电压V1，该第一比较器202的输出端用于提供前述的导通控制信号TON。

[0055] 进一步地，在本实施例中，前述的第一输入级211包括：第三开关管M1、第四开关管M2和第一电容C1，其中，该第三开关管M1和第四开关管M2串联连接在该降压变换器200的输
入端与地之间，且该第三开关管M1的控制端接入前述的第一开关控制信号HSON，该第四开
关管M2的控制端接入前述的第二开关控制信号LSON；该第一电容C1的第一端连接该第三开
关管M1和第四开关管M2的连接节点，第二端接地，且该第一电容C1的第一端作为该第一输
入级211的输出端，用于提供前述的第一电压V1。

[0056] 进一步地，在本实施例中，前述的控制级212包括：第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第二比较器201，以及第五开关管M3和第六开关管M4，其中，该第一电阻R1和第二
电阻R2串联连接在该降压变换器200的输入端与地之间；该第二比较器201的同相输入端连
接在前述第一电阻R1和第二电阻R2的连接节点，该第二比较器201的输出端用于提供前述
的第二电压V2；该第五开关管M3、第六开关管M4和第三电阻R3依次串联连接在该功率变换
器200的输入端与地之间，该第五开关管M3的控制端与其自身的第二端连接，该第六开关管
M4的第一端连接第五开关管M3的第二端，控制端连接前述第二比较器201的输出端，且该第
二比较器201的反相输入端连接该第六开关管M4的第二端。

[0057] 进一步地，在本实施例中，前述的第二输入级213包括：第七开关管M5、第八开关管M6和第二电容C2，其中，该第七开关管M5和第二电容C2串联连接在该降压变换器200的输出
端与地之间，该第七开关管M5与前述的第五开关管M3共源共栅连接，组成电流镜结构，且该
第七开关管M5和第二电容C2的连接节点作为该第二输入级213的输出端，用于提供前述的
第三电压V3；该第八开关管M6并联连接在该第二电容C2的两端，其控制端连接前述第三开
关管M1的控制端，共同接入前述的第一开关控制信号HSON，该第七开关管M5导通时作为控
制电流源向前述的第二电容C2充电，以获得与输入电压Vin成正比的充电电流I。

[0058] 进一步地，在本实施例中，前述的第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管M1、第四开关管M2、第五开关管M3、第六开关管M4、第七开关管M5和第八开关管M6的其中任一为金
属氧化物半导体场效应晶体管（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，
MOSFET，下文中简称为MOS管）。

[0059] 进一步地，在本实施例中，前述的第一开关管Q1和第三开关管M1的沟道类型相同，且前述的第二开关管Q2与第四开关管M2的沟道类型相同。

[0060] 优选地，前述的第一开关管Q1、第三开关管M1、第五开关管M3和第七开关管M5均为P沟道型的MOS管，前述的第二开关管Q2、第四开关管M2、第六开关管M4和第八开关管M6均为
N沟道型的MOS管。

[0061] 在本实施例中，通过控制电路210的导通时间控制单元21中的第一输入级211复刻主电路中第一开关管Q1和第二开关管Q2的导通状态，而有效避免现有技术中采样SW节点的
电压的反馈控制方案，因为带载后上管（第一开关管Q1）和下管（第二开关管Q2）导通电阻的
原因，引起负载端电感电流IL的变化，而造成（开关控制信号的）频率上升而使得带载能力
下降的影响，通过该控制电路210得到与输入电压Vin成正比的充电电流I，实现自适应跟随
（开关控制信号的）占空比D的变化调整导通控制信号TON的导通时间Ton，而且保持（开关控
制信号的）频率f恒定不变，从而增强该降压变换器系统的稳定性。

[0062] 具体的，在本实施例中，该降压变换器200的工作原理可参考传统降压变换器100的工作原理进行理解，由伏秒平衡定律：

[0063]

[0064] 其中，D为开关控制信号（HSON和LSON）的占空比，Vout为输出电压，Vin为输入电压，Io为负载电流，RD1和RD2分别为第一开关管Q1和第二开关管Q2的导通电阻。

[0065] 可得到占空比D的表达式：

[0066]

[0067] 因此，该占空比D与负载电流Io成正比，该占空比D随着负载电流Io的变大而变大。进而可以得到该降压转换器200的频率公式为：

[0068]

[0069] 其中，Ton为导通控制信号TON的导通时间，T为开关控制信号（HSON和LSON）的周期，f为开关控制信号（HSON和LSON）的频率。

[0070] 在导通时间控制单元21中的第一输入级211中，通过第三开关管M1和第四开关管M2产生一个关于输出电压Vout的信号：

[0071]

[0072] 在控制级212中，通过第一电阻R1和第二电阻R2产生第一开关管Q1导通时，充入第二电容C2的电流I：

[0073]

[0074] 在公式（8）中的R2表示第二电阻R2的设定阻值，同样的，R1和R3分别表示为第一电阻R1和第三电阻R3的设定阻值，I为第二电容C2的充电电流的电流值。

[0075] 在第二输入级213中，受第二电压V2的控制，第六开关管M4导通时，该第七开关管M5作为控制电流源镜像第五开关管M3所在电流路径上的流经第三电阻R3的电流，以在第一
开关管Q1处于导通状态向第二电容C2充电，而第八开关管M6受控于第一控制信号HSON，在
第一开关管关断时导通，以提供第二电容C2的泄放路径，钳位控制第三电压V3变为零电平。
这样根据伏秒平衡原理，结合上式（7）和（8），可得到通过第一比较器202输出的导通控制信
号TON的导通时间可表示为：

[0076]

[0077] 在公式（9）中的C2表示为第二电容C2的设定容值。

[0078] 由此可知，该导通控制信号TON的导通时间Ton只和开关控制信号（HSON和LSON）的占空比相关。

[0079] 进一步地，结合上述公式（6）、（7）和（9）可得，该降压转换器200的频率为：

[0080]

[0081] 由此可知，本公开实施例提供的基于ACOT控制模式的降压变换器200通过控制电路210得到与输入电压Vin成正比的充电电流I，不仅能实现自适应跟随（开关控制信号的）
占空比D的变化调整导通控制信号TON的导通时间Ton，而且可以保持（开关控制信号的）频
率f恒定不变，从而增强该降压变换器系统的稳定性。

[0082] 应当说明的是，在本公开的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“内”等指示方位或位置关系，仅是为了便于描述本公开和简化描述，而不是指示或暗示所指的组件或元
件必须具有特定的方位，以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本公开的限制。

[0083] 此外，在本文中，所含术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还
包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要
素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要
素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

[0084] 最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本公开所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做
出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引
申出的显而易见的变化或变动仍处于本公开的保护范围之中。