基于复矢量解耦及延时补偿的高速电机低载波比控制方法

摘要

本发明公开了一种基于复矢量解耦及延时补偿的高速电机低载波比控制方法。对高速电机的定子三相绕组电流在三相静止坐标系下进行采样，并通过坐标变换得到旋转两相坐标系下电流实际值；由高速电机的转速调节器求取电流给定值，求解电流误差；构造二阶复矢量解耦电流调节器对电流采样延时进行补偿，处理得到给定电压值，再进行位置延时补偿，经过坐标变换得到三相静止坐标系下最终给定电压值，控制电机运行。本发明参数整定方便，解耦因子受电机参数影响较小，电流环鲁棒性更好，能在高速电机控制中解决交直轴电流耦合带来的影响，实现了高速永磁同步电机在低载波比状态下的稳定运行。

权利要求

1.一种基于复矢量解耦及延时补偿的高速电机低载波比控制方法，其特征在于：方法具体包括如下步骤：

1)对高速电机的定子三相绕组电流在三相静止坐标系下进行采样，并通过坐标变换得到dq旋转两相坐标系下电流实际值；

2)在旋转两相坐标系下，由高速电机的转速调节器求取电流给定值，从而求解电流误差作为电流调节器的输入信号；

3)构造二阶复矢量解耦电流调节器根据电流误差对电流采样延时进行补偿，处理得到旋转两相坐标系下的给定电压值，再对给定电压值进行位置延时补偿，经过坐标变换得到三相静止坐标系下最终给定电压值，将最终给定电压值输入到高速电机的逆变器中以控制高速电机运行；

所述步骤1)中采样获得高速电机的定子三相绕组的三相电流进而坐标变换得到dq旋转两相坐标系下的d轴电流实际值和q轴电流实际值；

所述步骤2)中，电流误差是由电流实际值减去电流给定值获得；

所述的步骤3)具体为：

将复矢量电流调节器设计为：

其中，T1为复矢量电流调节器系数，Td为电流采样延时与给定电压值输出延时之和；Pid、Piq表示高速电机控制系统中电流环的比例积分控制器的比例参数，Iid、Iiq表示高速电机控制系统中电流环的比例积分控制器的积分参数，i表示电流环；ω表示电机旋转角速度，s表示拉普拉斯域中的复变量，j表示虚数符号，d表示延时； 表示d轴电流调节器传递函数， 表示q轴电流调节器传递函数；

所述步骤2)获得的电流误差分为d轴电流误差和q轴电流误差，然后将d轴电流误差和q轴电流误差分别与d轴电流调节器传递函数 和q轴电流调节器传递函数 相乘获得补偿前的d轴给定电压值和q轴给定电压值，再按照以下公式进行位置延时补偿，补偿后的给定电压值表示为：

Δθ＝ωTd

其中， 表示补偿后的d轴给定电压值和q轴给定电压值，ud、uq表示补偿前的d轴给定电压值和q轴给定电压值；Δθ表示待补偿角度值。

2.根据权利要求1所述的基于复矢量解耦及延时补偿的高速电机低载波比控制方法，其特征在于：所述的复矢量电流调节器系数T1满足以下公式条件：其中，p表示电流环的主导极点，R为被控电机的电阻值，Ii表示电流环的比例积分控制器的积分参数。

3.根据权利要求1所述的基于复矢量解耦及延时补偿的高速电机低载波比控制方法，其特征在于：所述的电流采样延时与给定电压值输出延时之和Td计算为：Td＝1.5*TPWM

其中，TPWM为高速电机的逆变器功率器件开关周期。

说明书

基于复矢量解耦及延时补偿的高速电机低载波比控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种高速永磁同步电机的控制方法，特别是涉及一种基于复矢量解耦及延时补偿的高速电机控制方法。

背景技术

[0002] 高速永磁同步电机具有高效、高功率密度等优点，具有广阔的应用前景。在实际使用中，高速电机存在着不同于普通电机的控制问题，主要包括电流耦合与控制时延两类。随
转速升高，一方面，电机的交直轴电流耦合问题逐渐加剧，不可忽略，电机的静态和动态性
能都显著下降；另一方面，逆变器开关频率受到功率和损耗的影响不能随电机转速相应增
加，电机进入低载波比运行状态，控制系统延时问题突出，使用传统PI控制时电机易发生失
稳现象。在PI控制器中引入解耦能够提高永磁同步电机在高转速下的性能，解耦方法包括
前馈解耦，反馈解耦，复矢量解耦等。前馈解耦使用给定电流值进行补偿，无法使电机传递
函数中零极点完全对消，反馈解耦对电机参数依赖较高且由于电流采样滞后导致动态性能
较差。

发明内容

[0003] 为了解决背景技术中存在的问题，本发明提供了一种基于复矢量解耦及延时补偿的高速电机低载波比控制方法，在电流调节器中引入复矢量解耦，并对电流采样延时、位置
延时进行精确补偿，从而使高速电机在低载波比状态下能够稳定运行。

[0004] 本发明的技术方案包括如下步骤：

[0005] 本发明在电流调节器中引入复矢量解耦，并对电流采样延时、位置延时进行精确补偿，从而使高速电机在低载波比状态下能够稳定运行。

[0006] 电流调节器是设置在高速电机的转速调节器输出端。载波比是指高速电机逆变器的开关频率与高速电机的相电流基波频率的比值。低载波比是指载波比小于21。

[0007] 方法具体包括如下步骤：

[0008] 1)对高速电机的定子三相绕组电流在三相静止坐标系下进行采样，并通过坐标变换得到dq旋转两相坐标系下电流实际值；

[0009] 2)在旋转两相坐标系下，由高速电机的转速调节器根据采集检测获得的转速误差求取电流给定值，转速误差为转速实际值和转速控制值之间的差值，从而求解电流误差作
为电流调节器的输入信号；

[0010] 3)构造二阶复矢量解耦电流调节器根据电流误差对电流采样延时进行补偿，处理得到旋转两相坐标系下的给定电压值，再对给定电压值进行位置延时补偿，经过坐标变换
得到三相静止坐标系下最终给定电压值，将最终给定电压值输入到高速电机的逆变器中以
控制高速电机运行。

[0011] 所述的高速电机是指转速为1万转以上的电机，例如为永磁同步电机。高速电机的三相绕组和逆变器连接。

[0012] 所述步骤1)中采样获得高速电机的定子三相绕组的三相电流进而坐标变换得到dq旋转两相坐标系下的d轴电流实际值和q轴电流实际值的两个值。

[0013] 所述步骤2)中，电流误差是由电流实际值减去电流给定值获得。

[0014] 所述的步骤3)具体为：

[0015] 将复矢量电流调节器设计为：

[0016]

[0017]

[0018] 其中，T1为复矢量电流调节器系数，Td为电流采样延时与给定电压值输出延时之和；Pid、Piq表示高速电机控制系统中电流环的比例积分控制器的比例参数，Iid、Iiq表示高速
电机控制系统中电流环的比例积分控制器的积分参数，i表示电流环；ω表示电机旋转角速
度，s表示拉普拉斯域中的复变量，j表示虚数符号，d表示延时； 表示d轴电流调节器
传递函数， 表示q轴电流调节器传递函数；

[0019] 所述步骤2)获得的电流误差分为d轴电流误差和q轴电流误差，然后将d轴电流误差和q轴电流误差分别与d轴电流调节器传递函数 和q轴电流调节器传递函数
相乘获得补偿前的d轴给定电压值和q轴给定电压值，再按照以下公式进行进行位置延时补
偿，补偿后的给定电压值表示为：

[0020]

[0021] Δθ＝ωTd

[0022] 其中， 表示补偿后的d轴给定电压值和q轴给定电压值，ud、uq表示补偿前的d轴给定电压值和q轴给定电压值；Δθ表示待补偿角度值。

[0023] 所述的高速电机为表贴式永磁同步电机，二阶复矢量解耦电流调节器针对表贴式永磁同步电机的控制器系数满足：

[0024]

[0025] 其中，L与R分别为被控电机的电感值与电阻值；Pi表示电流环的比例积分控制器的比例参数，Ii表示电流环的比例积分控制器的积分参数，i表示电流环。

[0026] 所述的复矢量电流调节器系数T1满足以下公式条件：

[0027]

[0028] 其中，p表示电流环的主导极点。

[0029] 所述的电流采样延时与给定电压值输出延时之和Td计算为：

[0030] Td＝1.5*TPWM

[0031] 其中，TPWM为高速电机的逆变器功率器件开关周期。

[0032] 给定电压值经过补偿后，再通过坐标变换得到三相静止坐标系下输出到逆变器侧的给定电压值。

[0033] 本发明引入复矢量能够将永磁同步电机简化为单输入单输出模型，使用电流偏差解耦受电机参数影响较小，电流环鲁棒性更好。在复矢量电流调节器中进行精确延时补偿，
能够在低载波比运行状态下保证系统稳定运行。

[0034] 与现有方法相比，本发明的有益效果是：

[0035] 本发明结合复矢量解耦与精确延时补偿，模型结构简单，参数整定方便，解耦因子受电机参数影响较小，电流环鲁棒性更好，能在高速电机控制中解决交直轴电流耦合带来
的影响。并在电流调节器中引入电流采样延时补偿，并在给定电压值输出时进行位置延时
补偿，实现了高速永磁同步电机在低载波比状态下的稳定运行。

附图说明

[0036] 图1为复坐标系中电流环模型；

[0037] 图2为电机实际电压与微控制器计算得到电压相位差示意图；

[0038] 图3为基于复矢量解耦及延时补偿设计的电流控制器二阶复矢量解耦电流调节器框图；

[0039] 图4为开关频率6kHz时传统PI控制器在不同转速及负载下d轴电流响应图；

[0040] 图5为开关频率6kHz时传统PI控制器在不同转速及负载下q轴电流响应图；

[0041] 图6为开关频率6kHz时本发明所述改进电流控制器在不同转速及负载下d轴电流响应图；

[0042] 图7为开关频率6kHz时本发明所述改进电流控制器在不同转速及负载下q轴电流响应图。

具体实施方式

[0043] 下面对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。

[0044] 本发明的实施过程如下：

[0045] 本发明用于高速电机控制领域，以一台额定转速12000转/分钟的高速电机，在载波比为15时作为示例进行仿真分析。

[0046] 步骤一、对高速电机的定子三相绕组电流在三相静止坐标系下进行采样，并通过坐标变换得到dq旋转两相坐标系下电流实际值；

[0047] 采样得到高速电机在静止三相坐标系(A‑B‑C)下的三相电流信号iA、iB、iC，通过坐标变换得到旋转两相坐标系(d‑q)下电流实际值id、iq，所述坐标变换可表示为：

[0048]

[0049]

[0050] 其中，θ为转子位置电角度，通过位置传感器获取； 表示由静止三相坐标系(A‑B‑C)向旋转两相坐标系(d‑q)的变换。

[0051] 步骤二、在旋转两相坐标系下，由高速电机的转速调节器根据采集检测获得的转速误差求取电流给定值，转速误差为转速实际值和转速控制值之间的差值，从而求解电流
误差作为电流调节器的输入信号；

[0052] 步骤三、构造二阶复矢量解耦电流调节器对电流采样延时进行补偿，处理得到旋转两相坐标系下的给定电压值，再对给定电压值进行位置延时补偿，经过坐标变换得到三
相静止坐标系下最终给定电压值，将最终给定电压值输入到高速电机的逆变器中以控制高
速电机运行。

[0053] 构造二阶复矢量解耦电流调节器，对电流采样延时进行补偿，如图1所示。

[0054] 复矢量电流调节器设计为：

[0055]

[0056]

[0057] 电流误差分为d轴电流误差和q轴电流误差，然后将d轴电流误差和q轴电流误差分别与d轴电流调节器传递函数 和q轴电流调节器传递函数 相乘获得补偿前的
d轴给定电压值和q轴给定电压值；

[0058] 然后再按照以下公式进行进行位置延时补偿，补偿后的给定电压值表示为：

[0059]

[0060] Δθ＝ωTd

[0061] 其中， 表示补偿后的d轴给定电压值和q轴给定电压值，ud、uq表示补偿前的d轴给定电压值和q轴给定电压值；Δθ表示待补偿角度值。

[0062] 复矢量电流调节器系数T1满足以下公式条件：

[0063]

[0064] 其中，p表示电流环的主导极点。

[0065] 电流采样延时与给定电压值输出延时之和Td计算为：

[0066] Td＝1.5*TPWM

[0067] 其中，TPWM为高速电机的逆变器功率器件开关周期。

[0068] 经过延时补偿与复矢量解耦后，再通过坐标变换得到三相静止坐标系下输出到逆变器侧的给定电压值。

[0069] 在通过坐标变换，此次坐标变换与步骤1)中坐标变换互为逆变换，表示为：

[0070]

[0071]

[0072] 其中， 表示由旋转两相坐标系(d‑q)向静止三相坐标系(A‑B‑C)的变换。

[0073] 为对比本发明实施方式中基于复矢量解耦与延时补偿设计的电流调节器与传统PI控制器的效果，进行仿真实验。仿真中永磁同步电机参数如表1所示。

[0074] 表1永磁同步电机参数

[0075]

[0076]

[0077] 图4‑图7为6kHz开关频率下，传统PI控制器与本发明提出的复矢量解耦及延时补偿控制器在不同转速及负载下电机d、q轴电流响应对比，可以看出，传统PI控制器进入临界
失稳状态，电流波形出现明显的振荡，本发明提出的复矢量解耦及延时补偿控制器能够保
证系统稳定运行，从而验证了发明的有效性。

[0078] 以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技
术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。