一种BUCK-BOOST变换器的自适应控制方法

摘要

本发明属于模拟电路技术领域，具体的说是涉及一种BUCK‑BOOST变换器的自适应控制方法。本发明采用自适应off time的BUCK‑BOOST结构，避免了斜坡补偿带来的环路变慢的问题。同时在VIN接近VOUT时，只用BOOST峰值电流模调制实现VOUT的稳压。PWM信号只由用一个比较器产生，从根本上避免了模式切换中存在死区而使得环路变慢的问题。

权利要求

1.一种BUCK‑BOOST变换器的自适应控制方法，所述BUCK‑BOOST变换器包括MOS开关A、MOS开关B、MOS开关C、MOS开关D、电感、差分放大器、比较器、第一定时器和第二定时器，输入电压信号VIN经过MOS开关A、电感和MOS开关D后输出电压VOUT，MOS开关A与电感的连接点通过MOS开关B后接地，电感与MOS开关D的连接点通过MOS开关C后接地；差分放大器的同相输入端接基准电压VREF，差分放大器的反相输入端接输出电压VOUT采样的反馈电压VFB，比较器的同相输入端接电感电流采样电压信号VSNS，比较器的反相输入端接差分放大器的输出电压VC；通过比较器输出的脉冲宽度调制信号PWM、第一定时器输出的第一控制信号、第二定时器输出的第二控制信号，控制MOS开关A、MOS开关B、MOS开关C、MOS开关D的导通和关断实现BUCK‑BOOST变换器输出端VOUT的稳压，其特征在于，控制方法包括：当VIN>>VOUT时，BUCK‑BOOST变换器工作在峰值电流BUCK模式，MOS开关C保持长关，MOS开关D保持长通；每个开关周期的开始MOS开关A导通，电感电流随时间而线性增加，当电感电流采样电压信号VSNS达到Vc设定的峰值时，PWM信号将MOS开关A关断，MOS开关B导通，同时第一定时器开始计时，当到达预设的时间后，第一定时器输出的第一控制信号将MOS开关B关断，MOS开关A导通，从而进入下一个开关周期；

当VIN接近VOUT时，BUCK‑BOOST变换器工作在BUCK‑BOOST模式，每个开关周期的开始时MOS开关A和MOS开关C导通，电感电流随时间而线性增加，当电感电流采样信号VSNS达到Vc设定的峰值时，PWM信号将MOS开关C关断，MOS开关D导通；同时第二定时器开始计时，当到达预设的时间后，第二控制信号将MOS开关A关断，MOS开关B导通，同时第一定时器开始计时，当到达预设的时间后，第一控制信号将MOS开关B和MOS开关D关断，MOS开关A和MOS开关C导通，系统进入下一个开关周期；

当VIN<

所述第一定时器的电路包括比较器A、第一开关和第一电容，比较器A的同相输入端接输出电压VOUT，比较器A的反相输入端通过第一开关后接输入电压VIN，比较器A反相输入端与第一开关的连接点通过第一电容后接地，比较器A的输出端输出第一控制信号；

所述第二定时器的电路包括比较器B、比较器C、第二电容、第三电容、第一电阻、第二电阻、第二开关、第三开关和与门，比较器B的同相输入端接输出电压VOUT的K倍，比较器B的反相输入端依次通过第二电阻和第二开关后接输入电压VIN，比较器B反相输入端与第二电阻的连接点通过第二电容后接地，比较器B的输出端接与门的一个输入端；比较器C的同相输入端接输入电压VIN的K倍，比较器C的反相输入端依次通过第一电阻和第三开关后接输出电压VOUT，比较器C反相输入端与第一电阻的连接点通过第三电容后接地，比较器C的输出端接与门的另一个输入端，与门的输出端输出第二控制信号，其中K是预设的系数。

说明书

一种BUCK‑BOOST变换器的自适应控制方法

技术领域

[0001] 本发明属于模拟电路技术领域，具体的说是涉及一种BUCK‑BOOST变换器的自适应控制方法。

背景技术

[0002] BUCK‑BOOST是电感式开关升降压DCDC电压稳压器的简称。其基本原理如图1所示。MOS开关ABCD和电感组成了功率级电路。控制电路让ABCD按着一定的时序交替工作，在保持输出电压VOUT恒定的同时，利用储能原件电感将能量由输入VIN搬移的输出VOUT。

[0003] 与其它类型的DCDC稳压器相比，BUCK‑BOOST的输出电压可以大于，小于或等于输入电压。在电池供电的应用场景中得到了广泛的应用。

[0004] 在VIN>>VOUT时，D保持长导通，C保持长关断，A和B交替导通。BUCK‑BOOST工作在简单的降压模式(BUCK模式)。在VIN<

[0005] 作为一个DCDC稳压器，BUCK‑BOOST的主要设计性能包括小的电感电流纹波和输出电压纹波，快速的环路响应，以及工作模式间的无缝切换。

[0006] 早期的BUCK‑BOOST基于平均电流模控制方案，在VIN接近VOUT时让降压模式和升压模式交替工作，即相邻的两个开关周期，一个工作在BUCK模式另一个工作BOOST模式。一个调整周期电感电流充放电要经过四个阶段。该方案电路复杂，规模大。并且纹波大，响应速度比较慢。

[0007] 美国Analog Devices公司在近几年推出了固定频率峰值电流模的BUCK‑BOOT控制方案。在VIN接近VOUT时，将BUCK模式下AD同时导通的阶段和BOOST模式下AD同时导通的阶段合并，并且利用单纯的峰值电流模实现环路控制。与以前的方案相比，该方案电路简单，响应速度快，电压电流纹波小。系统框图如图2所示。

[0008] 该方案采用了固定频率的调制方式，由CLK决定开关周期。内部参考电压VREF和VOUT电压反馈信号通过差分放大后产生电流控制信号Vc，电感电流采样信号流经Rsns后与斜坡补偿信号Slope叠加产生VSNS_BUCK,VSNS_BUCK叠加一个直流偏置电压VOS后产生VSNS_BOOST。VSNS_BUCK和VSNS_BOOST分别也Vc进行比较，产生脉冲宽度调制信号PWM_BUCK和PWM_BOOST控制开关ABCD的占空比来实现VOUT的稳压。

[0009] 当VIN>>VOUT时，电路工作在峰值电流模BUCK模式，开关C保持长关，开关D保持长通。每个CLK周期的开始将开关A导通。电感电流随时间而线性增加，当电感电流采样信号VSNS_BUCK达到Vc设定的峰值时，PWM_BUCK信号将A关断，B导通。开关信号和电感电流信号如图3所示。

[0010] 当VIN接近VOUT且VIN>＝VOUT时，电路工作在峰值电流模BUCK控制的BUCK‑BOOST模式。在每个周期的前15％时间开关C保持导通，后85％时间开关D保持导通。每个CLK周期的开始将开关A和C导通，电感电流随时间而线性增加。在15％周期后，开关C关断而D导通，电感电流随继续增加。当电感电流采样信号VSNS_BUCK达到Vc设定的峰值时，PWM_BUCK信号将A关断，B导通。开关信号和电感电流信号如图4所示。

[0011] 当VIN接近VOUT且VIN<＝VOUT时，电路工作在峰值电流模BOOST控制的BUCK‑BOOST模式。在每个周期的前85％时间开关A保持导通，后15％时间开关B保持导通。每个CLK周期的开始将开关C导通，电感电流随时间而线性增加。当电感电流采样信号VSNS_BOOST达到Vc设定的峰值时，PWM_BOOST信号将C关断，D导通。在85％周期后，开关A关断而B导通。开关信号和电感电流信号如图5所示。

[0012] 当VIN<

[0013] 由于采用了固定频率设计，需要在环路控制中加入斜坡补偿。为了满足实际应用中不同的电感值的需求，斜坡补偿需要做的很大来满足最小电感的稳定性要求。这样在使用较大电感时就会存在过补偿现象，使得环路的瞬态响应变慢或者出现不稳定现象。由VFB到VC的反馈环路必须相应的降低带宽来解决过补偿带来的稳定性问题。

[0014] 不同工作模式的切换是根据VIN与VOUT比例设定的。PWM_BUCK和PWM_BOOST信号必须在预设的范围内产生正常的脉宽调制信号才能确保模式切换的稳定性。在BUCK‑BOOST工作区域，电路会在峰值电流模的BUCK控制和峰值电流模的BOOST之间切换。峰值电流模BUCK需要的斜坡补偿信号要正比于VOUT，而峰值电流模BOOST需要的斜坡补偿信号要正比于(VOUT‑VIN)。为了保证模式切换的平顺，需要在COMP2的输入端加入直流偏置VOS来抵消两个不同斜坡补偿引入的系统失调。

[0015] 实际电路中用了两个比较器COMP1和COMP2分别产生PWM_BUCK和PWM_BOOST。VOS还必须足够大以消除两个比较器的输入失调电压的不匹配。由于有限的制造工艺精度，VOS本身和两个比较器输入失调电压的不匹配都会有一定的变化。VOS必须取得做够大才能保证模式切换的稳定性。其后果是在一个模式的退出条件达到后，下一个模式还没有准备好。从控制环路的角度看系统存在控制死区，由VFB到VC的反馈环路必须相应的降低带宽来确保这种情况下的稳定性。

[0016] 综上所述，VOS的设计比较复杂，并且需要牺牲环路的带宽以确保系统的稳定。

发明内容

[0017] 本发明针对上述问题，提出一种BUCK‑BOOST变换器的自适应控制方法，上述传统方法，主要问题在于：1)电流采样信号需要加入斜坡补偿。电路复杂的同时会降低环路响应速度。2)利用两个PWM信号实现VOUT的稳压。在BUCK‑BOOST模式下，为了解决由斜坡补偿引起的BUCK控制和BOOST控制之间切换的平顺性问题，以及两个比较器输入失调电压的匹配性问题，必须在某一个比较器的输入端加入足够大的失调电压补偿。电路复杂的同时会降低环路响应速度。3)斜坡补偿电路，比较器，失调电压补偿电路都会增加方案的面积，成本和功耗。

[0018] 针对上述问题，本发明的技术方案是：

[0019] 一种BUCK‑BOOST变换器的自适应控制方法，所述BUCK‑BOOST变换器包括MOS开关A、MOS开关B、MOS开关C、MOS开关D、电感、差分放大器、比较器、第一定时器和第二定时器，输入电压信号VIN经过MOS开关A、电感和MOS开关D后输出电压VOUT，MOS开关A与电感的连接点通过MOS开关B后接地，电感与MOS开关D的连接点通过MOS开关C后接地；差分放大器的同相输入端接基准电压VREF，差分放大器的反相输入端接输出电压VOUT采样的反馈电压VFB，比较器的同相输入端接电感电流采样电压信号VSNS，比较器的反相输入端接差分放大器的输出电压VC；通过比较器输出的脉冲宽度调制信号PWM、第一定时器输出的第一控制信号、第二定时器输出的第二控制信号，控制MOS开关A、MOS开关B、MOS开关C、MOS开关D的导通和关断实现BUCK‑BOOST变换器输出端VOUT的稳压，其特征在于，控制方法包括：

[0020] 当VIN>>VOUT时，BUCK‑BOOST变换器工作在峰值电流BUCK模式，MOS开关C保持长关，MOS开关D保持长通；每个开关周期的开始MOS开关A导通，电感电流随时间而线性增加，当电感电流采样电压信号VSNS达到Vc设定的峰值时，PWM信号将MOS开关A关断，MOS开关B导通，同时第一定时器开始计时，当到达预设的时间后，第一定时器输出的第一控制信号将MOS开关B关断，MOS开关A导通，从而进入下一个开关周期；

[0021] 当VIN接近VOUT时，BUCK‑BOOST变换器工作在BUCK‑BOOST模式，每个开关周期的开始时MOS开关A和MOS开关C导通，电感电流随时间而线性增加，当电感电流采样信号VSNS达到Vc设定的峰值时，PWM信号将MOS开关C关断，MOS开关D导通；同时第二定时器开始计时，当到达预设的时间后，第二控制信号将MOS开关A关断，MOS开关B导通，同时第一定时器开始计时，当到达预设的时间后，第一控制信号将MOS开关B和MOS开关D关断，MOS开关A和MOS开关C导通，系统进入下一个开关周期；

[0022] 当VIN<

[0023] 所述第一定时器的电路包括比较器A、第一开关和第一电容，比较器A的同相输入端接输出电压VOUT，比较器A的反相输入端通过第一开关后接输入电压VIN，比较器A反相输入端与第一开关的连接点通过第一电容后接地，比较器A的输出端输出第一控制信号；

[0024] 所述第二定时器的电路包括比较器B、比较器C、第二电容、第三电容、第一电阻、第二电阻、第二开关、第三开关和与门，比较器B的同相输入端接输出电压VOUT的K倍，比较器B的反相输入端依次通过第二电阻和第二开关后接输入电压VIN，比较器B反相输入端与第二电阻的连接点通过第二电容后接地，比较器B的输出端接与门的一个输入端；比较器C的同相输入端接输入电压VIN的K倍，比较器C的反相输入端依次通过第一电阻和第三开关后接输出电压VOUT，比较器C反相输入端与第一电阻的连接点通过第三电容后接地，比较器C的输出端接与门的另一个输入端，与门的输出端输出第二控制信号，其中K是预设的系数。

[0025] 本发明采用自适应off time的BUCK‑BOOST结构，避免了斜坡补偿带来的环路变慢的问题。同时在VIN接近VOUT时，只用BOOST峰值电流模调制实现VOUT的稳压。PWM信号只由用一个比较器产生，从根本上避免了模式切换中存在死区而使得环路变慢的问题。

[0026] 本发明的有益效果是：可以有效提高BUCK‑BOOST模式的鲁棒性，从而提高控制环路的带宽和BUCK‑BOOST的动态响应性能。

附图说明

[0027] 图1为BUCK‑BOOST简化框图；

[0028] 图2为固定频率峰值电流模的BUCK‑BOOT；

[0029] 图3为BUCK工作模式；

[0030] 图4为BUCK控制的BUCK‑BOOST模式；

[0031] 图5为BOOST控制的BUCK‑BOOST模式；

[0032] 图6为BOOST模式；

[0033] 图7为峰值电流模自适应off time的BUCK‑BOOST控制架构；

[0034] 图8为自适应off time计算电路；

[0035] 图9为本发明的方案BUCK工作模式；

[0036] 图10为本发明的BUCK‑BOOST工作模式，(a)为VIN>＝VOUT，(b)为VIN<＝VOUT；

[0037] 图11为本发明的BOOST工作模式。

具体实施方式

[0038] 下面结合附图对本发明进行详细的描述。

[0039] 本发明的方法，主要是，去掉斜坡补偿，确保在不同的电感条件下环路都有最快的响应速度。只用一个比较器，由一个PWM信号实现工作模式的切换。从原理上去除失调电压补偿，简化控制的同时提高鲁棒性。

[0040] 本发明提出的自适应控制，主要是在VIN接近VOUT,电路工作在BUCK‑BOOST模式时，开关A和D同时导通的时间随VIN/VOUT自适应变化。

[0041] 如图7所示，内部参考电压VREF和VOUT电压反馈信号通过差分放大后产生电流控制信号Vc，电感电流采样信号流经Rsns后产生VSNS。VSNS和Vc进行比较，产生脉冲宽度调制信号PWM。Timer电路通过监测VIN和VOUT电压，产生T1和T2信号。PWM，T1和T2共同控制开关ABCD，实现VOUT的稳压。

[0042] T1，T2产生电路如图8所示。由COMPA构成的电路计算开关B和D共同导通的时间。由COMPB和COMPC构成的电路计算开关在VIN接近VOUT和VIN<VOUT时，T2由COMPC的输出决定。当VIN

[0043] 当VIN>>VOUT时，电路工作在峰值电流模BUCK模式，开关C保持长关，开关D保持长通。每个开关周期的开始开关A导通，电感电流随时间而线性增加。当电感电流采样信号VSNS达到Vc设定的峰值时，PWM信号将A关断，B导通。同时Timer1电路开始计时，当到达预设的时间后，T1信号将B关断，A导通，从而进入下一个开关周期。开关信号和电感电流信号如图9所示。

[0044] 当VIN接近VOUT，无论是VIN>＝VOUT还是VIN<＝VOUT，电路都工作在相同的BUCK‑BOOST模式。每个开关周期的开始时开关A和C导通，电感电流随时间而线性增加。当电感电流采样信号VSNS达到Vc设定的峰值时，PWM信号将开关C关断，开关D导通。同时Timer2电路开始计时，当到达预设的时间后，T2信号将开关A关断，开关B导通。同时Timer1电路开始计时，当到达预设的时间后，T1信号将开关BD关断，开关AC导通，系统进入下一个开关周期。开关信号和电感电流信号如图10所示。

[0045] 当VIN<