单级式双模式三端口电力电子变换器

摘要

本发明涉及一种单级式双模式三端口电力电子变换器，属于电子器件领域。单级式双模式三端口电力电子变换器包括一个直流侧滤波电容、四个开关器件、两个交流侧滤波电感、两个交流侧滤波电容以及三个输出端口；本发明拓扑简单、成本较低的单级式双模式三端口电力电子变换器，在只使用一种基础拓扑的情况下，可以同时输出不同电压等级的一路直流电和一路交流电，或者同时输出不同电压等级的三路直流电能，且调制方法简单易行，解决目前多端口电力电子变换器拓扑复杂、成本较高以及功率密度较低的问题。

权利要求

1.单级式双模式三端口电力电子变换器，其特征在于：包括直流侧滤波电容、四个开关器件、两个交流侧滤波电感、两个交流侧滤波电容以及三个输出端口；

直流电源经直流侧滤波电容后与四个开关器件构成的拓扑并联，四个开关器件的连接方式为：开关器件一与开关器件二串联组成a相桥臂，开关器件三与开关器件四串联组成b相桥臂，a相桥臂的中点与交流侧滤波电感L1串联，构成端子1；b相桥臂中点与交流侧滤波电感L2串联，构成端子2；直流侧滤波电容负极构成端子3；端子1和端子3之间并联一个交流侧滤波电容C1，端子2和端子3之间并联一个交流侧滤波电容C2；端子1和端子2构成输出端口

12，端子2与端子3构成输出端口23，端子1与端子3构成输出端口13；

所述桥臂的开关状态为二进制函数Si，i＝a,b，其中Si＝1表示对应i相桥臂的开关管Ti1导通，Si＝0表示对应i相桥臂的开关管Ti2导通；

i相桥臂开关状态为1时，该桥臂输出电压vi＝Vdc；

i相桥臂开关状态为0时，该桥臂输出电压vi＝0；

V1为a相桥臂输出的电压，V2为b相桥臂输出的电压，变换器端口12的输出电压V12等于两相桥臂的电压相减；变换器的输出电压表示为：V12＝V1‑V2

在所有可能的开关序列下，变换器的输出情况为：

开关状态为(1 1)时，变换器的端口12、端口13和端口23的输出电压分别为0、Vdc和Vdc；

开关状态为(0 0)时，变换器的端口12、端口13和端口23的输出电压分别为0、0和0；

开关状态为(1 0)时，变换器的端口12、端口13和端口23的输出电压分别为Vdc、Vdc和0；

开关状态为(0 1)时，变换器的端口12、端口13和端口23的输出电压分别为‑Vdc、0和Vdc；

所述i相桥臂的输出电压Vi的表达式为：

变换器端口12的输出电压表达式表示为：

将i相桥臂处于状态1的时间定义为占空比Di，Di的表达式如下：得到直流输入电压、占空比以及交流侧输出之间的关系：变换器的目标是输出一个正弦交流电压，设参考信号Vref＝Vmcos(θ)；定义调制指数m，表示变换器由直流侧电压Vdc归一化后的输出电压的幅值，同时，m＝Vm/Vdc，再令vm＝mcos(θ),式子变为：若两个桥臂的占空比满足上面的关系式，则变换器端口12的输出电压等于目标电压Vab，Da和Db被视为a相桥臂和b相桥臂的调制信号，vm被视为标幺化的输出电压；根据上述原理，定义不同的a相调制信号和b相调制信号，实现不同的模式和不同的输出。

2.根据权利要求1所述的单级式双模式三端口电力电子变换器，其特征在于：所述不同的模式包括模式一和模式二：所述模式一为：同时输出一路直流电和一路交流电；

定义a相调制信号和b相调制信号的表达式如下，

Da＝k+m·cos(θ)，0≤k≤1,0≤m≤min(|k|,1‑k)Db＝k

输出经电感和电容滤波后在端口12得到幅值为m的交流电，端口23得到幅值为k的直流电；

所述模式二为：同时输出三路直流电能；

Da＝a

Db＝b，0≤b≤1，0≤a≤1

输出经电感和电容滤波后在端口12得到(a‑b)Vdc的直流电，在端口23得到bVdc的直流电，在端口13得到aVdc的直流电。

说明书

单级式双模式三端口电力电子变换器

技术领域

[0001] 本发明属于电子器件领域，涉及单级式双模式三端口电力电子变换器。

背景技术

[0002] 随着可再生能源发电装置、储能设备等电能的接入以及用电设备需求多元化，传统的电能变换设备无法满足供电形式多样性的要求，因此多端口电力电子变换器应运而生，它可为负载提供不同电压等级、不同种类的电能(直流电、交流电)。多端口电力电子变换器是指具有多个端口的电力电子变压器，一般至少同时具有交流、直流输出端口。作为一种可以实现多电压等级、连接交直流混合类型分布式能源的设备,多端口电力电子变压器的拓扑设计和相关控制策略研究目前仍然处于发展中。目前设计多端口电力电子变换器的思路主要的有：将一种或多种基础电力电子拓扑并联或级联，以同时获取多路不同电压等级的直流电和交流电，这些方案虽然能够输出所需的电能，也能够保证输出的电能质量，但由于采用多级式拓扑和多种变流拓扑组合，导致变流器体积和成本的增加，功率密度较低，同时需要较为复杂的控制策略。

发明内容

[0003] 有鉴于此，本发明的目的在于提供一种单级式双模式三端口电力电子变换器。为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

[0004] 单级式双模式三端口电力电子变换器，包括直流侧滤波电容、四个开关器件、两个交流侧滤波电感、两个交流侧滤波电容以及三个输出端口；

[0005] 直流电源经直流侧滤波电容后与四个开关器件构成的拓扑并联，四个开关器件的连接方式为：开关器件一与开关器件二串联组成a相桥臂，开关器件三与开关器件四串联组成b相桥臂，a相桥臂的中点与交流侧滤波电感L1串联，构成端子1；b相桥臂中点与交流侧滤波电感L2串联，构成端子2；直流侧滤波电容负极构成端子3；端子1和端子3之间并联一个交流侧滤波电容C1，端子2和端子3之间并联一个交流侧滤波电容C2；端子1和端子2构成输出端口12，端子2与端子3构成输出端口23，端子1与端子3构成输出端口13。

[0006] 可选的，所述桥臂的开关状态为二进制函数Si，i＝a,b，其中Si＝1表示对应i相桥臂的开关管Ti1导通，Si＝0表示对应i相桥臂的开关管Ti2导通；

[0007] i相桥臂开关状态为1时，该桥臂输出电压vi＝Vdc；

[0008] i相桥臂开关状态为0时，该桥臂输出电压vi＝0。

[0009] 可选的，所述V1为a相桥臂输出的电压，V2为b相桥臂输出的电压，变换器端口12的输出电压V12等于两相桥臂的电压相减；变换器的输出电压表示为：

[0010] V12＝V1‑V2

[0011] 在所有可能的开关序列下，变换器的输出情况为：

[0012] 开关状态为(1 1)时，变换器的端口12、端口13和端口23的输出电压分别为0、Vdc和Vdc；

[0013] 开关状态为(0 0)时，变换器的端口12、端口13和端口23的输出电压分别为0、0和0；

[0014] 开关状态为(1 0)时，变换器的端口12、端口13和端口23的输出电压分别为Vdc、Vdc和0；

[0015] 开关状态为(0 1)时，变换器的端口12、端口13和端口23的输出电压分别为‑Vdc、0和Vdc。

[0016] 可选的，所述i相桥臂的输出电压Vi的表达式为：

[0017]

[0018] 变换器端口12的输出电压表达式表示为：

[0019]

[0020] 将i相桥臂处于状态1的时间定义为占空比Di，Di的表达式如下：

[0021]

[0022] 得到直流输入电压、占空比以及交流侧输出之间的关系：

[0023]

[0024] 如果变换器的目标是输出一个正弦交流电压，设参考信号Vref＝Vmcos(θ)；定义调制指数m，表示变换器由直流侧电压Vdc归一化后的输出电压的幅值，同时，m＝Vm/Vdc，再令vm＝mcos(θ),式子变为：

[0025]

[0026] 若两个桥臂的占空比满足上面的关系式，则变换器端口12的输出电压等于目标电压Vab，Da和Db被视为a相桥臂和b相桥臂的调制信号，vm被视为标幺化的输出电压；根据上述原理，定义不同的a相调制信号和b相调制信号，实现不同的模式和不同的输出。

[0027] 可选的，所述不同的模式包括模式一和模式二：

[0028] 所述模式一为：同时输出一路直流电和一路交流电；

[0029] 定义a相调制信号和b相调制信号的表达式如下，

[0030] Da＝k+m·cos(θ)，0≤k≤1,0≤m≤min(k,1‑k)

[0031] Db＝k

[0032] 输出经电感和电容滤波后在端口12得到幅值为m的交流电，端口23得到幅值为k的直流电；

[0033] 所述模式二为：同时输出三路直流电能；

[0034] Da＝a

[0035] Db＝b，0≤b≤1，0≤a≤1

[0036] 输出经电感和电容滤波后在端口12得到(a‑b)Vdc的直流电，在端口23得到bVdc的直流电，在端口13得到aVdc的直流电。

[0037] 本发明的有益效果在于：本发明拓扑简单、成本较低的单级式双模式三端口电力电子变换器，在只使用一种基础拓扑的情况下，可以同时输出不同电压等级的一路直流电和一路交流电，或者同时输出不同电压等级的三路直流电能，且调制方法简单易行，解决目前多端口电力电子变换器拓扑复杂、成本较高以及功率密度较低的问题。

[0038] 本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。

附图说明

[0039] 为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：

[0040] 图1为单级式双模式三端口变流器拓扑；

[0041] 图2为本发明实施例；

[0042] 图3为模式一调制方式；

[0043] 图4为模式二调制方式；

[0044] 图5为模式一仿真结果；

[0045] 图6为模式二仿真结果。

具体实施方式

[0046] 以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

[0047] 其中，附图仅用于示例性说明，表示的仅是示意图，而非实物图，不能理解为对本发明的限制；为了更好地说明本发明的实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。

[0048] 本发明实施例的附图中相同或相似的标号对应相同或相似的部件；在本发明的描述中，需要理解的是，若有术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

[0049] 本发明基本结构如图1所示，包含一个与四个开关器件构成的拓扑在直流侧并联的直流侧滤波电容，四个开关器件的连接方式为：开关器件一与开关器件二串联组成a相桥臂，开关器件三与开关器件四串联组成b相桥臂，a相桥臂的中点与交流侧滤波电感L1串联，构成端子1；b相桥臂中点与交流侧滤波电感L2串联，构成端子2；直流侧滤波电容负极构成端子3。端子1和端子3之间并联一个交流侧滤波电容C1，端子2和端子3之间并联一个交流侧滤波电容C2。端子1和端子2构成输出端口12，端子2与端子3构成输出端口23，端子1与端子3构成输出端口13。本发明产品通过设置不同的调制方式，可以在端口12输出交流电、端口23输出直流电，或者端口12、端口23和端口13同时输出三路直流电，满足不同的用电需求。

[0050] 定义每个桥臂的开关状态为二进制函数Si(i＝a,b)，其中Si＝1表示对应i相桥臂的开关管Ti1导通，Si＝0表示对应i相桥臂的开关管Ti2导通。分析变换器的工作过程可知，i相桥臂开关状态为1时，该桥臂输出电压vi＝Vdc；i相桥臂开关状态为0时，该桥臂输出电压vi＝0。

[0051] 定义V1为a相桥臂输出的电压，V2为b相桥臂输出的电压，变换器的输出电压Vab等于两相桥臂的电压相减。则变换器端口12的输出电压可以表示为：

[0052] V12＝V1‑V2

[0053] 根据上述分析，在所有可能的开关序列下，变换器端口12的输出情况总结在表1。

[0054] 表1不同开关序列对应的输出电压

[0055] (SaSb) (11) (00) (10) (01)V1 Vdc 0 Vdc 0
V2 Vdc 0 0 Vdc
V12 0 0 Vdc ‑Vdc

[0056] PWM调制的本质是使每个开关周期内输出电压的平均值等于期望电压值，i(i＝a,b)相桥臂的输出电压Vi的表达式如下，

[0057]

[0058] 所以变换器端口12的输出电压表达式可以表示为：

[0059]

[0060] 将i相桥臂处于状态1的时间定义为占空比Di(i＝a,b)，通过上述分析可以得到Di的表达式如下：

[0061]

[0062] 结合以上定义，可以得到直流输入电压、占空比以及交流侧输出之间的关系：

[0063]

[0064] 如果变换器的目标是输出一个正弦交流电压，假定参考信号Vref＝Vmcos(θ)。定义调制指数m，表示变换器由直流侧电压Vdc归一化后的输出电压的幅值，同时，m＝Vm/Vdc，再令vm＝mcos(θ),此时式子变为：

[0065]

[0066] 只要两个桥臂的占空比满足上面的关系式，则变换器输出电压等于目标电压Vab，此时Da和Db可以被视为a相桥臂和b相桥臂的调制信号，vm可以被视为标幺化的输出电压。根据上述原理，定义不同的a相调制信号和b相调制信号，就可以实现不同的模式和不同的输出。

[0067] 模式一：同时输出一路直流电和一路交流电

[0068] 定义a相调制信号和b相调制信号的表达式如下，

[0069] Da＝k+m·cos(θ)(0≤k≤1,0≤m≤min(k,1‑k))

[0070] Db＝k(0≤k≤1)

[0071] 此时输出经电感和电容滤波后可在端口12得到幅值为m的交流电，端口23得到幅值为k的直流电。

[0072] 模式二：同时输出三路直流电能

[0073] Da＝a(0≤a≤1)

[0074] Db＝b(0≤b≤1)

[0075] 此时输出经电感和电容滤波后可在端口12得到(a‑b)Vdc的直流电，在端口23得到bVdc的直流电，在端口13得到aVdc的直流电。

[0076] 如附图2，本发明可用于微电网的三端口变换器，光伏电池、风机等分布式电源发出电能是直流电，本发明可将这些分布式电源发出的直流电变换为所需要的电能。当用户的用电设备同时包括直流负载或交流负载时，本发明工作在模式一以同时提供交流电和直流电，当用户的用电设备包括用电等级不同的三种及以下直流负载时，本发明工作在模式二以同时输出三路直流电能。

[0077] 图3为模式一调制方式；图4为模式二调制方式；图5为模式一仿真结果；图6为模式二仿真结果。

[0078] 目前多端口电力电子变换器多采用基础拓扑并联、级联的方式以同时获取不同电压等级不同种类的电压，这类方式往往具有较多的器件、较大的体积和较高的成本，本发明仅采用一种基础拓扑，通过设置不同的调制方式，就可以同时获取多路不同等级、不同种类的电能，所使用的的元器件较少，成本较低，功率密度较大。

[0079] 最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。