一种通过控制实现直流电源二次纹波电流抑制的方法

摘要

本发明提出了一种通过控制实现直流电源二次纹波电流抑制的方法。本控制方法适用于含有LC或者类LC结构的DC‑DC电路与逆变电路组成的级联系统。传统的纹波抑制方法需要在DC‑DC电路与逆变电路中间加入纹波抑制电路来抑制二次电流纹波。但是二次纹波抑制电路的加入会产生系统成本增加、控制复杂、系统功率密度降低、系统之间不稳定等问题。本方发明提出的二次电流纹波抑制的控制方法通过采集电感电流与输出电压，形成反馈控制，实现二次纹波电流的抑制，不需要额外添加二次纹波抑制电路，降低了系统的成本，简化了系统的设计并提高了系统的功率密度。

权利要求

1.一种通过控制实现直流电源二次纹波电流抑制的方法，其中直流电源包含DC/DC变换器；所述DC/DC变换器包含LC电路；

其特征在于：所述DC/DC变换器通过电感L的电流iL与电容C的电压反馈，基于比例谐振控制算法对特定谐波的选频率特征，将DC/DC变换器在二次基波频率处的输出阻抗增大到原来的1/(1‑KG)倍；

所述方法包括以下步骤：

1)在每个采样周期，对所述DC/DC变换器中LC电路中电感L的电流iL与电容C的电压uC进行采样，将采样结果返回控制器；

2)所述DC/DC变换器的参考电压uref减去电容C的电压uC，再乘以比例谐振传递函数KR，得到传递函数H1(s)：H1(s)＝(uref‑uc)×KR

其中比例谐振传递函数KR的表达式为：

其中，KG为比例系数，fb为比例谐振器的带宽，fo为比例谐振器的谐振频率；

3)所述DC/DC变换器的参考电压uref减去H1，得到第一个参考电压uref1；

4)将电感电流iL经过高通滤波器GHPF后，与第一个参考电压uref1相减，即uref1‑(iL×GHPF)，得到第二个参考电压uref2；高通滤波器GHPF的表达式为：其中，KHPF为高通滤波器的比例系数；Rf和Cf分别为构成高通波滤器的电阻的阻值和电容的容值；

5)用参考电压uref2减去电压uC得到误差error，然后将误差error与电压控制器的传递函数Gv(s)相乘；电压控制器的传递函数Gv(s)为：其中，Kp为电压控制器的比例系数，Ki为电压控制的积分系数；

6)将误差error与电压控制器的传递函数Gv(s)的乘积通过离散化传递函数Gd(s)离散化后与三角载波进行比较，得到占空比d，再将占空比d经过驱动电路后输送到DC/DC变换器的开关管中，控制DC/DC变换器的输出电压。

2.根据权利要求1所述的一种通过控制实现直流电源二次纹波电流抑制的方法，其特征在于，步骤2中KG的取值范围为0

3.根据权利要求1所述的一种通过控制实现直流电源二次纹波电流抑制的方法，其特征在于，步骤4中高通滤波器的截止频率fc小于fo×0.707。

4.根据权利要求1所述的一种通过控制实现直流电源二次纹波电流抑制的方法，其特征在于，所述开关管为MOS管或者IGBT。

说明书

一种通过控制实现直流电源二次纹波电流抑制的方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电源纹波抑制领域，具体涉及一种通过控制实现直流电源二次纹波电流抑制的方法。

背景技术

[0002] 随着电力电子技术的发展，直流电源与单相逆变器组成的级联系统广泛应用于住宅、光伏发电并网、工业用电等系统中，该级联系统的特征是由DC/DC 电路与DC/AC电路组成。其中随着新能源技术的快速发展与推广，由DC/DC电路与H桥逆变电路组成的光伏逆变系统也进入快速发展阶段。该系统具有模块化的设计特点，大大缩短了电力变换系统的研发时间降低了研发成本，具有广阔的应用前景。

[0003] 当DC/DC与H桥逆变电路组成的级联系统正常工作时，受到交流侧正弦电压电流的影响，H桥逆变电路的瞬时功率呈二倍交流基频变化，导致直流侧电源产生较大的二次电流脉动，即二次纹波电流。二次纹波电流严重影响电源输出功率，导致系统发热增加、发电效率与稳定性降低、变换器动态响应变慢、电池寿命缩短等问题。

[0004] 目前有效的二次电流纹波抑制方法可以分文两类。第一类是通过加入二次纹波抑制电路的方法来抑制二次纹波电流。最常用的方法是加入一个大电解电容或者加入一个谐振频率为二倍基波频率的LC谐振电路来抑制二次电流谐波，该方法不仅抑制效果差，还会增加体积，并导致额外的器件损耗，降低了系统的效率与功率密度。此外，还有通过加入含有开关器件的纹波吸收电路来抑制二次电流纹波。该方法可以达到良好的二次纹波抑制效果，但是开关管的使用会带来额外的损耗，降低系统的功率密度与运行效率，同时会增加成本。第二类是通过控制的方式实现二次电流纹波的抑制，该方法不需要添加额外的电子器件，在抑制二次纹波电流的同时，不会产生第一类方法的问题。

发明内容

[0005] 本发明的目的是提出一种可以抑制直流电源二次纹波电流的控制方法。该控制方法不需要额外的电路器件，能将二次纹波电流抑制到2％以下，解决了传统方案中加入额外的器件带来的效率降低、体积增大、成本上升、功率密度下降等问题，同时具备较快的动态响应速度。

[0006] 为了解决上述的技术问题，本发明的解决技术方案是：一种通过控制实现直流电源二次纹波电流抑制的方法，其中直流电源包含DC/DC变换器；所述 DC/DC变换器包含LC电路；

[0007] 所述DC/DC变换器通过电感L的电流iL与电容C的电压反馈，基于比例谐振控制算法对特定谐波的选频率特征，将DC/DC变换器在二次基波频率处的输出阻抗增大到原来的1/(1‑KG)倍；

[0008] 所述方法包括以下步骤：

[0009] 1)在每个采样周期，对所述DC/DC变换器中LC电路中电感L的电流iL与电容C的电压uC进行采样，将采样结果返回控制器；

[0010] 2)所述DC/DC变换器的参考电压uref减去电容C的电压uC，再乘以比例谐振传递函数KR，得到传递函数H1(s)：

[0011] H1(s)＝(uref‑uc)×KR

[0012] 其中比例谐振传递函数KR的表达式为：

[0013]

[0014] 其中，KG为比例系数，fb为比例谐振器的带宽，fo为比例谐振器的谐振频率；

[0015] 3)所述DC/DC变换器的参考电压uref减去H1，得到第一个参考电压uref1；

[0016] 4)将电感电流iL经过高通滤波器GHPF后，与第一个参考电压uref1相减，即 uref1‑(iL×GHPF)，得到第二个参考电压uref2；高通滤波器GHPF的表达式为：

[0017]

[0018] 其中，KHPF为高通滤波器的比例系数；Rf和Cf分别为构成高通波滤器的电阻的阻值和电容的容值；

[0019] 5)用参考电压uref2减去电压uC得到误差error，然后将误差error与电压控制器的传递函数Gv(s)相乘；电压控制器的传递函数Gv(s)为：

[0020]

[0021] 其中，Kp为电压控制器的比例系数，Ki为电压控制的积分系数；

[0022] 6)将误差error与电压控制器的传递函数Gv(s)的乘积通过离散化传递函数Gd(s)离散化后与三角载波进行比较，得到占空比d，再将占空比d经过驱动电路后输送到DC/DC变换器的开关管中，控制DC/DC变换器的输出电压。

[0023] 在一较佳实施例中，步骤2中KG的取值范围为0

[0024] 在一较佳实施例中，步骤4中高通滤波器的截止频率fc小于fo×0.707。

[0025] 在一较佳实施例中，所述开关管为MOS管或者IGBT。

[0026] 相较于现有技术，本发明公开的直流电源二次纹波电流抑制的方法具有以下的有益效果：

[0027] 1.本发明通过控制的方法实现了直流侧电源二次纹波电流的抑制，不需要添加额外的电子器件，提高了系统的稳定性，提高了系统的效率，增加了系统的功率密度，降低了成本，且具有更好的纹波抑制效果。

[0028] 2.本发明提出的控制方法，将参考电压减去电容两端电压后，在经过谐振控制器。相比与现有控制方法中，将电感电流采集后经过谐振控制器的方法，本方法具有更高的稳定性与更快的响应速度。

[0029] 3.本发明提出的控制方法，将电感电流采集后，经过高通滤波器再反馈到参考电压。相比于现有的方法，本方法可以消除电流反馈所引起的电压误差。

附图说明

[0030] 图1为由直流电源、DC/DC电路、逆变电路组成的为交流负载供电的典型电路拓扑；

[0031] 图2为图1中电路结构的等效示意图；

[0032] 图3为DC/DC变换器的输出阻抗示意图；

[0033] 图4为本发明所述用于二次电流纹波抑制的控制系统框图；

[0034] 图5为比例谐振器的伯德图；

[0035] 图6为高通滤波器的伯德图；

[0036] 图7本控制方法下Buck电路的输出阻抗伯德图；

[0037] 图8本控制方法下实际的电流纹波抑制实验图；

具体实施方式

[0038] 下面将结合本发明 实施例中的附图，对本发明 实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述；显然，所描述的实施例仅仅是本发明 一部分实施例，而不是全部的实施例，基于本发明 中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明 保护的范围。

[0039] 在本发明 的描述中，需要说明的是，术语“上”、“下”、“内”、“外”、“顶/底端”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明 和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明 的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

[0040] 在本发明 的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“设置有”、“套设/接”、“连接”等，应做广义理解，例如“连接”，可以是壁挂连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接，可以是机械连接，也可以是电连接，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通，对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明 中的具体含义。

[0041] 本发明涉及一种实现直流电源二次电流谐波抑制的控制方法，包含直流电源、输出端含有LC电路或者类似LC电路的DC/DC变换电路。

[0042] 图1为由直流电源、DC/DC电路、H桥逆变电路组成的为交流负载供电的典型电路拓扑。直流电源Uin提供电能，经过buck电路进行降压后，再经过逆变电路形成50Hz的正弦交流电，为交流负载供电。

[0043] 图2为图1所示的典型电路拓扑的等效电路，将逆变电路等效为一个直流源与一个频率为二倍基频的交流源。交流电流源产生的二次纹波电流通过Buck 电路反馈到直流源，因此直流电压源侧会产生一个二次纹波电流。

[0044] 如图2所示，如果通过控制的方法将Buck电路的输出阻抗在二倍基频处变为高阻抗，二次纹波电流将流入电容Cf中，因此直流电源的输出电流iin中将包含很少的二次纹波电流。

[0045] 图3为DC/DC电路的输出阻抗示意图。图4为本发明提出的实现二次电流纹波抑制的控制方法框图，方法的具体实施方法为：

[0046] 1)个采样周期，通过传感器对电感Lf的电流iL与电容Cf的电压uC进行采样，将采样结果输入到DSP中，对数据进行下一步的处理。

[0047] 2)/DC变换器的参考电压uref减去电容电压uC，再乘以比例谐振传递函数 KR，得到传递函数H1(s)：

[0048] H1(s)＝(uref‑uc)×KR

[0049] 比例谐振传递函数的表达式为：

[0050]

[0051] 其中，KG为比例系数，其值小于1但大于0，fb为比例谐振器的带宽，fo为比例谐振器的谐振频率，为100Hz。比例谐振器传递函数的伯德图如图5所示。可以看出其在100Hz处的增益为1，且相位为0°，因此只有100Hz的电压分量可以通过比例谐振器。

[0052] 3)DC/DC变换器的参考电压uref减去H1，即uref‑H1，得到第一个参考电压uref1。

[0053] 4)将电感电流iL经过高通滤波器GHPF后，与第一个参考电压uref1相减，即uref1‑(iL×GHPF)，得到第二个参考电压uref2。高通滤波器GHPF的表达式为：

[0054]

[0055] 其中，KHPF为高通滤波器的比例系数。设计高通滤波器时，要考虑其截止频率，应保证直流分量被滤除，同时要保证100Hz及以上的高频电流部分可以通过滤波器。KHPF的取值范围应根据实际效果调整，其值一般为1。高通滤波器的伯德图如图6所示，只有100Hz及以上的高频电流分量可以通过，直流部分被滤除，因此将电流iL反馈到参考电压端时，参考电压只会添加交流分量，不会影响其直流部分，从而输出端口的电压误差被减小了。

[0056] 5)用参考电压uref2减去电压uC得到误差error，然后将误差error与电压控制器的传递函数Gv(s)相乘。电压控制器的传递函数为：

[0057]

[0058] 其中，Kp为电压控制器的比例系数,其取值范围是0.1

[0059] 6)将误差error与电压控制器Gv(s)的乘积乘以离散化传递函数Gd(s)离散化后与三角载波进行比较，得到占空比d，再将占空比经过驱动电路后输送到DC/DC变换器的开关管(MOSFET、IGBT)中，控制DC/DC变换器的输出电压，实现二次纹波电流的抑制。

[0060] 图7为在本控制方法下，DC/DC变换器的输出阻抗的伯德图。从图中可以看出，DC/DC变换器的输出阻抗ZO在二倍基频(100Hz)处达到峰值，对于二次电流纹波为高阻抗，因此二次纹波电流被抑制。

[0061] 图8(a)为Buck电路仅在电压反馈闭环控制下的直流侧电源电流iin与逆变器输出电压的波形图，可以就看出电流iin中含有较大的二次纹波电流脉动。

[0062] 图8(b)为Buck电路在所提出的控制方法啊下的直流侧电源电流iin与逆变器输出电压的波形图，可以看出电流iin中二次纹波电流被抑制，傅里叶分析结果表明，其二次纹波含量不到1％，因此本发明提出的控制方法对二次纹波电流具有优异的抑制效果。

[0063] 以上所述，仅为本发明 较佳的具体实施方式，但发明 的设计构思并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明 揭露的技术范围内，利用此构思对本发明 进行非实质性的改动，均属于侵犯本发明 保护范围的行为。