电感电容网络单元及DC-DC变换器

摘要

本申请提供了一种电感电容网络单元及DC‑DC变换器，应用于包括输入滤波单元、与输入滤波单元连接的逆变单元、变压单元、第一端口和第二端口与逆变单元且第三端口和第四端口与变压单元连接的电感电容网络单元、与变压单元连接的整流单元及与整流单元连接的输出滤波单元的功率转换系统，电感电容网络单元包括第一电容、第一电感、第二电感、第二电容及第三电容，第一电容的第一端连接第一电感和第二电容两者的第一端，第一端口为第一电容的第二端，第三端口为第一电感的第二端，第二端口为第二电感和第三电容两者的第一端，第二电容和第三电容两者的第二端接地，第四端口为第二电感的第二端。减小高频谐波带来的电磁兼容性问题。

权利要求

1.一种电感电容网络单元，其特征在于，应用于功率转换系统，所述功率转换系统包括输入滤波单元、逆变单元、所述电感电容网络单元、变压单元、整流单元以及输出滤波单元，所述电感电容网络单元包括第一电容、第一电感、第二电感、第二电容以及第三电容，所述输入滤波单元包括第四电容和第五电容，所述逆变单元包括第一开关和第二开关，所述变压单元包括原边绕组和副边绕组；

所述第四电容的第一端和所述第五电容的第一端接地，所述第四电容的第二端连接所述第一开关的漏极，所述第一开关的源极分别连接所述第二开关的漏极和所述电感电容网络单元的第一端口，所述第五电容的第二端分别连接所述第二开关的源极和所述电感电容网络单元的第二端口，所述原边绕组的第一端连接所述电感电容网络单元的第三端口，所述原边绕组的第二端连接所述电感电容网络单元的第四端口，所述副边绕组的第一端和第二端连接所述整流单元，所述整流单元连接所述输出滤波单元；

所述第一电容的第一端分别连接所述第一电感的第一端和所述第二电容的第一端，所述第一端口为所述第一电容的第二端，所述第二电容的第二端接地，所述第三端口为所述第一电感的第二端，所述第二端口为所述第二电感的第一端和所述第三电容的第一端，所述第三电容的第二端接地，所述第四端口为所述第二电感的第二端;所述第二电容的第一电容值和所述第一电感的第一电感值的对应关系，以及所述第三电容的第二电容值和所述第二电感的第二电感值的对应关系为：jwLA远大于 ，jwLB远大于 ，jwLA远大于 是指jwLA为 的n倍，jwLB远大于 是指jwLB为 的n倍，n大于或者等于10，其中，j为虚数单位，ω为角频率，LA为所述第一电感值，CA为所述第一电容值，LB为所述第二电感值，CB为所述第二电容值。

2.根据权利要求1所述的电感电容网络单元，其特征在于，所述电感电容网络单元还包括第一电阻和第二电阻；

所述第一电阻的第一端连接所述第二电容的第二端，所述第一电阻的第二端接地，所述第二电阻的第一端连接所述第三电容的第二端，所述第二电阻的第二端接地。

3.根据权利要求2所述的电感电容网络单元，其特征在于，所述第二电容、所述第一电阻以及所述第一电感对应关系和所述第三电容、所述第二电阻以及所述第二电感的对应关系为：

在高频谐波下，所述第一电阻的阻抗和所述第二电容的阻抗之和小于所述第一电感的阻抗，所述第二电阻的阻抗和所述第三电容的阻抗之和小于所述第二电感的阻抗。

4.根据权利要求3所述的电感电容网络单元，其特征在于，所述第一电容值、所述第一电感值以及所述第一电阻的第一电阻值的对应关系，和，所述第二电容值、所述第二电感值以及所述第二电阻的第二电阻值的对应关系为：jwLA远大于 ，jwLB远大于 ，jwLA远大于 是指jwLA为的n倍，jwLB远大于 是指jwLB为 的n倍，其中，RA为所述第一电阻值，RB为所述第二电阻值。

5.一种DC‑DC变换器，其特征在于，包括如权利要求1‑4中的任一项所述的电感电容网络单元。

说明书

电感电容网络单元及DC‑DC变换器

技术领域

[0001] 本申请涉及电子领域，具体涉及一种电感电容网络单元及DC‑DC变换器。

背景技术

[0002] DC‑DC变换器是将直流电信号转换为直流电信号的一种电力电子变换器，广泛应用于电动汽车，电力机车，家用电器，开关电源等诸多领域，按照输入与输出是否电气隔离，
可分为隔离型和非隔离型，隔离型DC‑DC变换器是一种直‑交‑直变换电路，具有正激型、反
激型，推挽型、半桥型、全桥型等多种变换电路拓扑。在不同的隔离型DC‑DC变换器拓扑中，
逆变电路的本质都是开关器件的导通关断，在开关器件的开关动作的上升和下降沿会包含
高次谐波，高次谐波能够沿着逆变电路、变压器、整流电路、滤波电路中接地的安规电容与
机壳一起构成回路。高次谐波的干扰路径长，造成器件的损耗大，降低变换器整体效率，对
于传播路径内的敏感元器件如霍尔传感器、感应线圈等造成干扰，同时传播路径过长还可
能导致高次谐波传导到变换器外，导致变换器模块超出电磁干扰(Electromagnetic 
Interference, EMI)测试标准。因此，缩短高次谐波的传导路径，是消除其造成影响的方法
之一。

[0003] 已有的解决逆变电路产生的高次谐波沿着逆变电路、变压器流向整流电路的方案，往往是采用在隔离变压器中增加屏蔽等方式来减小谐波的传导路径长度，通过在绕组
间增加屏蔽，减少绕组间的寄生电容带来的影响，但是加在变压器中的屏蔽会影响器件的
散热，并且在多输入输出绕组以及一些异形变压器中，加入屏蔽的方案会比较复杂。

发明内容

[0004] 基于现有技术的不足，本申请提供了一种电感电容网络单元及DC‑DC变换器，以期阻断逆变单元产生的高频谐波，避免该高频谐波通过变压单元流入整流单元，在不改变功
率转换系统传递函数和特性的情况下，减小高频谐波的传播路径，减小高频谐波带来的电
磁兼容性问题，提升功率转换系统的准确性。

[0005] 第一方面，本申请实施例提供了一种电感电容网络单元，应用于功率转换系统，所述功率转换系统包括输入滤波单元、逆变单元、所述电感电容网络单元、变压单元、整流单
元以及输出滤波单元，所述电感电容网络单元包括第一电容、第一电感、第二电感、第二电
容以及第三电容；所述输入滤波单元连接所述逆变单元，所述电感电容网络单元的第一端
口和第二端口分别连接所述逆变单元，所述电感电容网络单元的第三端口和第四端口分别
连接所述变压单元，所述变压单元连接所述整流单元，所述整流单元连接所述输出滤波单
元；所述第一电容的第一端分别连接所述第一电感的第一端和所述第二电容的第一端，所
述第一端口为所述第一电容的第二端，所述第二电容的第二端接地，所述第三端口为所述
第一电感的第二端，所述第二端口为所述第二电感的第一端和所述第三电容的第一端，所
述第三电容的第二端接地，所述第四端口为所述第二电感的第二端。

[0006] 第二方面，本申请实施例提供了一种DC‑DC变换器，包括如上述第一方面所描述的电感电容网络单元。

[0007] 可以看出，本申请提供的电感电容网络单元应用于功率转换系统，功率转换系统包括输入滤波单元、逆变单元、电感电容网络单元、变压单元、整流单元以及输出滤波单元，
电感电容网络单元包括第一电容、第一电感、第二电感、第二电容以及第三电容；输入滤波
单元连接逆变单元，电感电容网络单元的第一端口和第二端口分别连接逆变单元，电感电
容网络单元的第三端口和第四端口分别连接变压单元，变压单元连接整流单元，整流单元
连接输出滤波单元；第一电容的第一端连接第一电感的第一端和第二电容的第一端，第一
端口为第一电容的第二端，第二电容的第二端接地，第三端口为第一电感的第二端，第二端
口为第二电感的第一端和第三电容的第一端，第三电容的第二端接地，第四端口为第二电
感的第二端。第一电感和第二电感阻断逆变单元产生的高频谐波，且接地的第二电容和接
地的第三电容为来自逆变单元的高频谐波提供泄放通路，使该高频谐波的能量不经过变压
单元而得到有效释放，在不改变功率转换系统传递函数和特性的情况下，减小高频谐波的
传播路径，进而降低功率转换系统中器件的损耗，减小高频谐波带来的电磁兼容性问题，提
升功率转换系统的效率和稳定性。

附图说明

[0008] 为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本
申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以
根据这些附图获得其他的附图。

[0009] 图1为本申请实施例提供的一种功率转换系统的示意图；

[0010] 图2为本申请实施例提供的一种电感电容网络单元的结构示意图；

[0011] 图3为本申请实施例提供的另一种电感电容网络单元的结构示意图；

[0012] 图4为现有技术中的一种DC‑DC变换器的高频谐波传导路径示意图；

[0013] 图5为本申请提供的一种DC‑DC变换器的高频谐波传导路径示意图。

具体实施方式

[0014] 为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发
明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没
有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

[0015] 本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图
在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没
有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包
括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其他步骤或单元。

[0016] 在本文中提及“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本申请的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同
的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域技术人员显式地和
隐式地理解的是，本文所描述的实施例可以与其它实施例相结合。

[0017] 在本文中提及DC‑DC变换器为隔离型DC‑DC变换器，是一种直‑交‑直变换电路，具有正激型、反激型，推挽型、半桥型、全桥型等多种变换电路拓扑。

[0018] 已有的解决逆变电路产生的高频谐波沿着逆变电路、变压器流向整流电路的方案，往往是采用在隔离变压器中增加屏蔽等方式来减小谐波的传导路径长度，通过在绕组
间增加屏蔽，减少绕组间的寄生电容带来的影响，但是加在变压器中的屏蔽会影响器件的
散热，并且在多输入输出绕组以及一些异形变压器中，加入屏蔽的方案会比较复杂。

[0019] 综合上述描述，为解决上述问题，本申请提供了一种电感电容网络单元及DC‑DC变换器，下面将根据实施例对所述电感电容网络单元进行详细说明。

[0020] 请参阅图1，图1为本申请实施例提供的一种功率转换系统的示意图。如图1所示出的，功率转换系统100包括输入滤波单元110、逆变单元120、电感电容网络单元130、变压单
元140、整流单元150以及输出滤波单元160，所述输入滤波单元110连接所述逆变单元120、
所述逆变单元120连接所述电感电容网络单元130、所述电感电容网络单元130连接所述变
压单元140、所述变压单元140连接所述整流单元150、所述整流单元150连接所述输出滤波
单元160。

[0021] 本申请实施例中的所述输入滤波单元110和所述输出滤波单元160接地。

[0022] 其中，所述电感电容网络单元130用于阻断所述逆变单元120的高频谐波，以避免该高频谐波通过所述变压单元140流入所述整流单元150以及所述输出滤波单元160。

[0023] 其中，高频谐波是指谐波频率大于或者等于20kHz的谐波。

[0024] 需要说明的是，在实际应用中，隔离型DC‑DC变换器包括所述功率转换系统100。

[0025] 在一个可能的实施例中，请参阅图2，图2为本申请实施例提供的一种电感电容网络单元的结构示意图。如图2所示出的，所述电感电容网络单元200包括第一电容C1、第一电
感L1、第二电感L2、第二电容C2和第三电容C3；所述电感电容网络单元200的第一端口A和第
二端口B分别连接所述逆变单元220，所述电感电容网络单元200的第三端口C和第四端口D
分别连接所述变压单元230，所述第一电容C1的第一端分别连接所述第一电感L1的第一端和
所述第二电容C2的第一端，所述第一端口A为所述第一电容C1的第二端，所述第二电容C2的
第二端接地，所述第三端口C为所述第一电感L1的第二端，所述第二端口B为所述第二电感L2
的第一端和所述第三电容C3的第一端，所述第三电容C3的第二端接地，所述第四端口D为所
述第二电感L2的第二端。

[0026] 其中，所述第二电容C2的第一电容值和所述第一电感L1的第一电感值的对应关系，以及所述第三电容C3的第二电容值和所述第二电感L2的第二电感值的对应关系为：

[0027] jwLA远大于 ，jwLB远大于 ，jwLA远大于 是指jwLA为 的n倍，jwLB远大于 是指jwLB为 的n倍，n大于或者等于10，其中，j为虚数单位，ω为角频
率，LA为所述第一电感值，CA为所述第一电容值，LB为所述第二电感值，CB为所述第二电容
值。

[0028] 需要说明的是，在稳态交流电信号下，第一电感L1的阻抗XLA为：XLA=jwLA，第二电感L2的阻抗XLB为：XLB=jwLB，第二电容C2的阻抗XCA为：XCA= ，所述第三电容C3的阻抗XCB为：
XCB= ，可知，所述第一电感L1与所述第二电感L2在高频谐波下呈现高阻特性，第二电容
C2和第三电容C3在高频谐波下呈现低阻特性，所述电感电容网络单元200能够通过所述第一
电感L1与所述第二电感L2将所述逆变单元220产生的高频谐波阻断，以避免该高频谐波通过
所述变压单元230流入所述整流单元240，而且，接地的第二电容C2和接地的第三电容C3均能
够与接地的输入滤波单元210形成的回路，因为第二电容C2和第三电容C3在高频谐波下呈现
低阻特性，因此通过接地的第二电容C2和接地的第三电容C3为来自所述逆变单元220的高频
谐波提供一个泄放通路，使该高频谐波的能量不经过所述变压单元230而得到有效释放，在
不改变功率转换系统传递函数和特性的情况下，减小高频谐波的传播路径，进而降低功率
转换系统中器件的损耗，减小高频谐波带来的电磁兼容性（Electro  Magnetic 
Compatibility，EMC）问题，同时提升功率转换系统的效率和稳定性。

[0029] 其中，EMC是指本发明涉及的功率转换系统和DC‑DC变换器在其电磁环境中符合要求运行并不对其环境中的任何设备产生无法忍受的电磁干扰的能力。

[0030] 在一个可能的实施例中，请参阅图3，图3为本申请实施例提供的另一种电感电容网络单元的结构示意图。如图3所示出的，所述电感电容网络单元300包括第一电容C1、第一
电感L1、第二电感L2、第二电容C2、第三电容C3、第一电阻R1和第二电阻R2；所述电感电容网络
单元300的第一端口A和第二端口B分别连接所述逆变单元320，所述电感电容网络单元300
的第三端口C和第四端口D分别连接所述变压单元330，所述第一电容C1的第一端分别连接
所述第一电感L1的第一端和所述第二电容C2的第一端，所述第一端口A为所述第一电容C1的
第二端，所述第二电容C2的第二端连接所述第一电阻R1的第一端，所述第一电阻R1的第二端
接地，所述第三端口C为所述第一电感L1的第二端，所述第二端口B为所述第二电感L2的第一
端和所述第三电容C3的第一端，所述第三电容C3的第二端连接所述第二电阻R2的第一端，所
述第二电阻R2的第二端接地，所述第四端口D为所述第二电感L2的第二端。

[0031] 显而易见的是，上述电感电容网络单元300与上述电感电容网络单元200相比，是在接地的第二电容C2的支路上串联第一电阻R1，并在接地的第三电容C3的支路上串联第二
电阻R2。

[0032] 其中，电感电容网络单元300中的第一电感L1、第二电感L2、接地的第二电容C2和接地的第三电容C3，和电感电容网络单元200中的第一电感L1、第二电感L2、接地的第二电容C2
和接地的第三电容C3的作用相同，请参见上述针对图2中的第一电感L1、第二电感L2、接地的
第二电容C2和接地的第三电容C3的描述，此处不再赘述。

[0033] 此外，所述第二电容C2、所述第一电阻R1以及所述第一电感L1对应关系和所述第三电容C3、所述第二电阻R2以及所述第二电感L2的对应关系为：在高频谐波下，所述第一电阻
R1的阻抗和所述第二电容C2的阻抗之和小于所述第一电感L1的阻抗，所述第二电阻R2的阻
抗和所述第三电容C3的阻抗之和小于所述第二电感L2的阻抗。

[0034] 具体的，所述第一电容值、所述第一电感值以及所述第一电阻R1的第一电阻值的对应关系，和，所述第二电容值、所述第二电感值以及所述第二电阻R2的第二电阻值的对应
关系为：

[0035] jwLA远大于 ，jwLB远大于 ，jwLA远大于 是指jwLA为的n倍，jwLB远大于 是指jwLB为 的n倍，其中，RA为所述第一
电阻值，RB为所述第二电阻值。

[0036] 需要说明的是，当所述第二电容C2放电时，所述第一电阻R1限制所述第二电容C2和所述第一电阻R1所在的第一回路的电流，避免该第一回路中的器件因为电流过大造成损
坏，当第二电容C3放电时，所述第二电阻R2限制所述第三电容C3和所述第二电阻R2所在的第
二回路的电流，避免该第二回路中的器件因为电流过大造成损坏。

[0037] 在一个可能的示例中，所述输入滤波单元310包括第四电容和第五电容，所述逆变单元包括第一开关和第二开关，所述第四电容的第一端和所述第五电容的第一端接地，所
述第四电容的第二端连接所述第一开关的漏极，所述第一开关的源极分别连接所述第二开
关的漏极和所述第一端口A，所述第五电容的第二端分别连接所述第二开关的源极和所述
第二端口B。

[0038] 所述输入滤波单元310还可以包括其他结构，不作具体限定。

[0039] 在一个可能的示例中，所述变压单元330，包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组的第一端连接所述第三端口C，所述原边绕组的第二端连接所述第四端口D，所述副边绕
组的第一端和第二端连接所述整流单元340。

[0040] 所述变压单元330，还可以包括其他结构，不作具体限定。

[0041] 下面结合应用场景，对电感电容网络单元200和上述电感电容网络单元300进行介绍。

[0042] 上述电感电容网络单元200和上述电感电容网络单元300包括但不限于适用于：单向DC‑DC变换器的变压器发射端与变压器有串联电感的各种变换器拓扑结构，或者，双向
DC‑DC变换器的变压器两端与变压器有串联电感的各种变换器拓扑结构。

[0043] 举例来说，结合图4和图5，图4为现有技术中的一种DC‑DC变换器的高频谐波传导路径示意图，如图4所示，DC‑DC变换器400包括输入滤波电路410，逆变电路420，电感电容网
络电路430，变压器440，整流电路450以及输出滤波电路460，其中，所述电感电容网络电路
430包括第一电容C1和目标电感L，所述输入滤波电路410包括第二电容C2和第三电容C3，所
述逆变电路420包括第一开关K1和第二开关K2，所述变压器440包括原边绕组和副边绕组，所
述第二电容C2的第一端和所述第三电容C3的第一端接地，所述第二电容C2的第二端连接所
述第一开关K1的漏极，所述第一开关K1的源极分别连接所述第二开关K2的漏极和所述逆变
电路420的第一端口A，所述第三电容C3的第二端分别连接所述第二开关K2的源极和所述逆
变电路420的第二端口B，所述第一端口A为所述第一电容C1的第一端，所述第一电容C1的第
二端连接所述目标电感L的第一端，所述目标电感L的第二端为所述逆变电路420的第三端
口C，所述逆变电路420的第二端口B和所述逆变电路420的第四端口D导线连接，所述原边绕
组的第一端连接所述第三端口C，所述原边绕组的第二端连接所述第四端口D，所述副边绕
组的第一端和第二端分别连接所述整流电路450，所述整流电路450连接所述输出滤波电路
460，所述输出滤波电路460接地。

[0044] 参见图5，图5为本申请提供的一种DC‑DC变换器的高频谐波传导路径示意图，如图5所示，DC‑DC变换器500包括输入滤波电路510，逆变电路520，电感电容网络电路530，变压
器540，整流电路550以及输出滤波电路560，其中，所述电感电容网络电路530包括第一电容
C1、第一电感L1、第二电感L2、第二电容C2、第三电容C3、第一电阻R1和第二电阻R2，所述输入
滤波电路510包括第四电容C4和第五电容C5，所述逆变电路520包括第一开关K1和第二开关
K2，所述变压器540包括原边绕组和副边绕组，所述第四电容C4的第一端和所述第五电容C5
的第一端接地，所述第四电容C4的第一端的第二端连接所述第一开关K1的漏极，所述第一开
关K1的源极分别连接所述第二开关K2的漏极和所述逆变电路520的第一端口A，所述第五电
容C5的第二端分别连接所述第二开关K2的源极和所述逆变电路520的第二端口B，所述第一
电容C1的第一端分别连接所述第一电感L1的第一端和所述第二电容C2的第一端，所述第一
端口A为所述第一电容C1的第二端，所述逆变电路520的第三端口C为所述第一电感L1的第二
端，所述第二电容C2的第二端连接所述第一电阻R1的第一端，所述第一电阻R1的第二端接
地，所述逆变电路520的第二端口B为所述第二电感L2的第一端和所述第三电容C3的第一端，
所述逆变电路520的第四端口D为所述第二电感L2的第二端，所述第三电容C3的第二端连接
所述第二电阻R2的第一端，所述第二电阻R2的第二端接地，所述原边绕组的第一端连接所述
第三端口C，所述原边绕组的第二端连接所述第四端口D，所述副边绕组的第一端和第二端
分别连接所述整流电路550，所述整流电路550连接所述输出滤波电路560，所述输出滤波电
路560接地。

[0045] 可以理解的是，DC‑DC变换器500与DC‑DC变换器400的区别在于将电感电容网络电路430替换为电感电容网络电路530，电感电容网络电路530的电路结构为上述图3所示出的
电感电容网络单元300的结构。具体实现中，可以在DC‑DC变换器400的基础上改进为DC‑DC
变换器500，将DC‑DC变换器400与变压器440串联的目标电感L分成两个电感，即DC‑DC变换
器500中的第一电感L1和第二电感L2，其中，目标电感L、第一电感L1以及第二电感L2的对应
关系为：LC=LA+ LB，LC为目标电感L的第三电感值，LA为第一电感L1的第一电感值，LB为第二
电感L2的第二电感值。

[0046] 在所述第一开关K1开关动作的上升和下降沿，所述第一开关K1的漏源极电压会包含高次谐波，如图4中带箭头的虚线所示出的高次谐波的传导路径，DC‑DC变换器400中，该
高次谐波会通过变压器440和整流电路450流向输出滤波电路460，改进后，如图5中带箭头
的虚线所示出的高次谐波的传导路径，DC‑DC变换器500中，该高次谐波会被第一电感L1和
第二电感L2阻断，无法流入变压器540，再者，通过接地的第二电感L2为所述高频谐波提供一
个泄放通路，使该高频谐波的能量不经过所述变压器540而得到有效释放，而且，与第二电
感L2串联的第二电阻R2避免该泄放通路中的器件因为电流过大造成损坏，且电感电容网络
电路530和电感电容网络电路430作用下的DC‑DC变换器的传递函数和特性相同，高次谐波
的传播路径却减小了，进而DC‑DC变换器中器件的损耗降低，高频谐波带来的电磁兼容性问
题减小，同时，DC‑DC变换器的效率和稳定性得到了提升。

[0047] 需要说明的是，也可以把DC‑DC变换器400中的电感电容网络电路530的结构替换为上述图2所示出的电感电容网络单元200的结构。同样有目标电感L和替换后的两个电感
（第一电感L1以及第二电感L2）的对应关系为：LC=LA+ LB，LC为目标电感L的第三电感值，LA为
第一电感L1的第一电感值，LB为第二电感L2的第二电感值。

[0048] DC‑DC变换器中的输入滤波电路对应功率转换系统中的输入滤波单元，DC‑DC变换器中的逆变电路对应功率转换系统中的逆变单元，DC‑DC变换器中的电感电容网络电路对
应功率转换系统中的电感电容网络单元，DC‑DC变换器中的变压器对应功率转换系统中的
变压单元，DC‑DC变换器中的整流电路对应功率转换系统中的整流单元，以及DC‑DC变换器
中的输出滤波电路对应功率转换系统中的输出滤波单元160。

[0049] 通过上述示例可知，本申请的本质在于，针对现有技术的DC‑DC变换器，将其电感电容网络电路中的原本与变压器串联的目标电感拆分成两个电感（拆分后的两个电感的电
感值之和等于目标电感的电感值），接到该变压器的两端，再配合接地的电容回路或者接地
的电容电阻回路，未改变原变换器传递函数和特性，却减小了高次谐波的传播路径，降低了
原变换器中器件的损耗，减小了高频谐波带来的电磁兼容性问题，提升了原变换器的效率
和稳定性。

[0050] 本申请实施例提供了一种DC‑DC变换器，所述DC‑DC变换器包括如上述实施例中所述的电感电容网络单元。

[0051] 以上所属实施例仅表达了本发明的集中实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制，应当指出的是，对于本领域的普通技术人员
来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保
护范围。因此本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。