一种高带宽的负载调制功率放大器及相应的射频前端模块

摘要

本发明公开了一种高带宽的负载调制功率放大器，包括主路功率放大器、辅路功率放大器、正交耦合器、主路射频信号匹配网络、辅路射频信号匹配网络和输出合路射频信号匹配网络。当接收到射频信号输入时，正交耦合器将输入的射频信号分成两路相位相差90度的射频信号，相位为＋45度的射频信号进入主路功率放大器，相位为－45度的射频信号进入辅路功率放大器，输出合路射频信号匹配网络将主路信号和辅路信号合成后输出射频信号。本发明还提供了包括该负载调制功率放大器的射频前端模块及相应的电子设备。本发明所提供的负载调制功率放大器具有高带宽、高效率、低损耗等有益效果。

权利要求

1.一种高带宽的负载调制功率放大器，包括主路功率放大器和辅路功率放大器，其特征在于还包括正交耦合器、主路射频信号匹配网络、辅路射频信号匹配网络和输出合路射频信号匹配网络；

所述主路射频信号匹配网络、所述辅路射频信号匹配网络和所述输出合路射频信号匹配网络均由集总元件组成；其中，所述主路射频信号匹配网络由第一电感、第二电感、第一电容和第二电容组成；所述辅路射频信号匹配网络由第三电感、第四电感、第三电容和第四电容组成；所述输出合路射频信号匹配网络由第五电感和第五电容组成；

所述正交耦合器的输入端连接射频信号输入端，所述正交耦合器的＋45度相位输出端与所述主路功率放大器的输入端连接，所述主路功率放大器的输出端与所述主路射频信号匹配网络连接，所述正交耦合器的－45度相位输出端与所述辅路功率放大器的输入端连接，所述辅路功率放大器的输出端与所述辅路射频信号匹配网络连接；

所述辅路射频信号匹配网络的另一端与所述主路射频信号匹配网络的另一端并联后与所述输出合路射频信号匹配网络连接，所述输出合路射频信号匹配网络的另一端连接射频信号输出端；其中，所述主路功率放大器的负载线阻抗（ ）与所述主路射频信号匹配网络的特征阻抗的阻抗转换比为1.8、2或2.2；当输入的射频信号由小变大时，所述主路功率放大器的负载线阻抗（ ）由所述特征阻抗的阻抗转换比倍数的值减小为所述特征阻抗的值；所述辅路功率放大器的负载线阻抗（ ）由无穷大减小为所述特征阻抗的值。

2.如权利要求1所述的负载调制功率放大器，其特征在于：

所述主路射频信号匹配网络中，第一电感的一端与所述主路功率放大器的输出端连接，第一电感的另一端与第二电感及第一电容连接，第一电容的另一端与接地端连接，第二电感的另一端与第二电容及所述输出合路射频信号匹配网络的第五电感连接，第二电容的另一端与接地端连接。

3.如权利要求1所述的负载调制功率放大器，其特征在于：

所述辅路射频信号匹配网络中，第三电容的一端与所述辅路功率放大器的输出端连接，第三电容的另一端与第三电感及第四电感连接，第三电感的另一端与接地端连接，第四电感的另一端与第四电容及所述输出合路射频信号匹配网络的第五电感连接，第四电容的另一端与接地端连接。

4.如权利要求2或3所述的负载调制功率放大器，其特征在于：

所述主路射频信号匹配网络中的第二电容和所述辅路射频信号匹配网络中的第四电容合并为一个电容。

5.如权利要求2或3所述的负载调制功率放大器，其特征在于：

所述主路射频信号匹配网络中的第二电容和所述辅路射频信号匹配网络中的第四电感在其谐振频率等于工作频率时，予以取消。

6.如权利要求1所述的负载调制功率放大器，其特征在于：

所述输出合路射频信号匹配网络中，所述第五电感的一端与所述第五电容及射频信号输出端连接，所述第五电容的另一端与接地端连接。

7.如权利要求1所述的负载调制功率放大器，其特征在于：

所述辅路射频信号匹配网络中，第三电感的一端与所述辅路功率放大器的输出端连接，第三电感的另一端与第三电容、第四电容连接，第三电容的另一端与接地端连接，第四电容的另一端与第四电感及输出合路射频信号匹配网络的第五电容连接，第四电感的另一端与接地端连接。

8.如权利要求1所述的负载调制功率放大器，其特征在于：

所述阻抗转换比中的最佳阻抗转换比为2。

9.一种射频前端模块，其特征在于所述射频前端模块中包括有权利要求1～8中任意一项所述的负载调制功率放大器。

10.一种电子设备，其特征在于包括权利要求1～8中任意一项所述的负载调制功率放大器。

说明书

一种高带宽的负载调制功率放大器及相应的射频前端模块

技术领域

[0001] 本发明涉及一种高带宽的负载调制功率放大器，同时也涉及包括该负载调制功率放大器的射频前端模块及相应的电子设备，属于射频集成电路技术领域。

背景技术

[0002] 负载调制功率放大器也称为Doherty功率放大器。典型的Doherty功率放大器由两个放大器和一个阻抗反相网络组成，其中一个放大器称为载波放大器（carrier amplifier，也称主路功率放大器），另一个放大器称为峰值放大器（peaking amplifier，也称辅路功率放大器）。Doherty功率放大器的重要特性是合成了两个放大器的不对称输出功率，可以实现负载调制（load modulation）。具体地说，在小信号（低功率）时，只有载波放大器以低功率电平工作。在大信号（高功率）时，峰值放大器以更高的功率电平工作，并且载波放大器在该区间中以峰值效率模式工作。

[0003] 另一方面，为了满足无线通信系统不断增加的数据吞吐量，需要具有高峰均功率比 (PAPR) 的高频谱效率调制信号。因此，功率放大器在功率回退(Power Back‑off)处的效率值对于降低无线通信系统的功耗至关重要。负载调制功率放大器的一个特点是具有较高的功率回退处的效率值，但由于其电路结构引起的带宽范围不足，导致负载调制功率放大器功率在功率回退处的较高效率只能在较窄的带宽范围内正常工作，而对于第五代（5G）移动通信技术中范围很宽的频段，例如n77频段的频率范围为3.3GHz～4.2GHz，频段带宽为900MHz。现有技术中的负载调制功率放大器已经无法满足该带宽范围的技术要求。下面，对此展开具体说明。

[0004] 如图1所示，在现有技术中的负载调制功率放大器的一个典型示例中，包括主路功率放大器121，辅路功率放大器122，四分之一波长的输入传输线123，四分之一波长的输出传输线124和输出匹配网络125。在理想情况下，当射频信号输入端口输入射频信号时，一部分射频信号输入到主路功率放大器121，经过主路功率放大器放大后，经过四分之一波长的输出传输线124传输到输出匹配网络125；另外一部分射频信号输入到四分之一波长的输入传输线123，然后传输到辅路功率放大器122，经过辅路功率放大器122放大后，输出到输出匹配网络125，输出匹配网络125将两路信号合成后输出射频信号。主路功率放大器处于Class AB偏置状态，在低功率时处于打开状态；辅路功率放大器处于Class C偏置状态，功率放大器在低功率时处于关闭状态，当输入信号足够大时将辅路功率放大器打开，进入放大功率的状态。

[0005] 在上述负载调制功率放大器的示例中，四分之一波长的输出传输线124和输出匹配网络125是电路带宽的受限点。由于在低功率时，四分之一波长的输出传输线124需要给主路功率放大器呈现较高的负载线阻抗，而在高功率时，四分之一波长的输出传输线124需要给主路功率放大器呈现较低的负载线阻抗。四分之一波长的输出传输线124的阻抗转换比在不同功率下的切换导致了带宽受限。

发明内容

[0006] 本发明所要解决的技术问题在于提供一种高带宽的负载调制功率放大器。

[0007] 本发明所要解决的另一技术问题在于提供一种包括上述负载调制功率放大器的射频前端模块及电子设备。

[0008] 为了实现上述目的，本发明采用下述的技术方案：

[0009] 根据本发明实施例的第一方面，提供一种高带宽的负载调制功率放大器，包括主路功率放大器、辅路功率放大器、正交耦合器、主路射频信号匹配网络、辅路射频信号匹配网络和输出合路射频信号匹配网络；其中，

[0010] 所述正交耦合器的输入端连接射频信号输入端，所述正交耦合器的＋45度相位输出端与所述主路功率放大器的输入端连接，所述主路功率放大器的输出端与所述主路射频信号匹配网络连接，所述正交耦合器的－45度相位输出端与所述辅路功率放大器的输入端连接，所述辅路功率放大器的输出端与所述辅路射频信号匹配网络连接；

[0011] 所述辅路射频信号匹配网络的另一端与所述主路射频信号匹配网络的另一端并联后与所述输出合路射频信号匹配网络连接，所述输出合路射频信号匹配网络的另一端连接射频信号输出端。

[0012] 其中较优地，所述主路射频信号匹配网络、所述辅路射频信号匹配网络和所述输出合路射频信号匹配网络均由集总元件组成。

[0013] 其中较优地，所述主路射频信号匹配网络由第一电感、第二电感、第一电容和第二电容组成；其中，第一电感的一端与所述主路功率放大器的输出端连接，第一电感的另一端与第二电感及第一电容连接，第一电容的另一端与接地端连接，第二电感的另一端与第二电容及所述输出合路射频信号匹配网络的第五电感连接，第二电容的另一端与接地端连接。

[0014] 其中较优地，所述辅路射频信号匹配网络由第三电感、第四电感、第三电容和第四电容组成；其中，第三电容的一端与所述辅路功率放大器的输出端连接，第三电容的另一端与第三电感及第四电感连接，第三电感的另一端与接地端连接，第四电感的另一端与第四电容及所述输出合路射频信号匹配网络的第五电感连接，第四电容的另一端与接地端连接。

[0015] 其中较优地，所述输出合路射频信号匹配网络由第五电感和第五电容组成；其中，第五电感的一端与第五电容及射频信号输出端连接，第五电容的另一端与接地端连接。

[0016] 其中较优地，所述主路射频信号匹配网络中的第二电容和所述辅路射频信号匹配网络中的第四电容合并为一个电容。

[0017] 其中较优地，所述主路射频信号匹配网络中的第二电容和所述辅路射频信号匹配网络中的第四电感在其谐振频率等于工作频率时，予以简化取消。

[0018] 其中较优地，所述辅路射频信号匹配网络由第三电感、第四电感、第三电容和第四电容组成；其中，第三电感的一端与所述辅路功率放大器的输出端连接，第三电感的另一端与第三电容、第四电容连接，第三电容的另一端与接地端连接，第四电容的另一端与第四电感及输出合路射频信号匹配网络的第五电容连接，第四电感的另一端与接地端连接；

[0019] 所述输出合路射频信号匹配网络由第五电感和第五电容组成；其中，第五电容的另一端与第五电感及射频信号输出端连接，第五电感的另一端与接地端连接。

[0020] 根据本发明实施例的第二方面，提供一种射频前端模块，其中包括上述的负载调制功率放大器。

[0021] 根据本发明实施例的第三方面，提供一种电子设备，包括上述的负载调制功率放大器。

[0022] 与现有技术相比较，本发明所提供的负载调制功率放大器较现有技术提升了多达数倍的工作带宽，并且有效提高了其在功率回退处的工作效率。另一方面，本发明所提供的负载调制功率放大器的插入损耗明显小于现有技术中的类似产品，因此更加符合第五代（5G）移动通信技术提出的高带宽、高效率、低损耗的特性要求。

附图说明

[0023] 图1为现有技术中的负载调制功率放大器的一个示例图；

[0024] 图2为将图1所示的负载调制功率放大器进行负载线变换的原理图；

[0025] 图3为图1所示的负载调制功率放大器的负载线结构替换为集总元件的电路原理图；

[0026] 图4为本发明所提供的负载调制功率放大器的实施例示意图；

[0027] 图5为图4所示的负载调制功率放大器的一个变形例示意图；

[0028] 图6为图5所示的变形例工作在低功率时的等效结构示意图；

[0029] 图7为图4所示的负载调制功率放大器的另一个变形例示意图；

[0030] 图8为图4所示的负载调制功率放大器的又一个变形例示意图；

[0031] 图9为本发明提供的负载调制功率放大器的插入损耗的仿真测试结果示意图；

[0032] 图10为本发明提供的负载调制功率放大器的效率值的仿真测试结果示意图；

[0033] 图11为采用本发明提供的负载调制功率放大器的电子设备的示例图。

具体实施方式

[0034] 下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案做进一步的详细说明。

[0035] 为了更加清楚地说明本发明的技术原理，发明人在此首先利用基尔霍夫定理分析负载线变换原理。图2是将图1所示的负载调制功率放大器进行负载线变换的原理图。如图2所示，可以推导出主路工作电压和工作电流与辅路工作电压和工作电流的关系式如下：

[0036]                  (1)

[0037]                        (2)

[0038] 其中， 为主路工作电压， 为主路工作电流， 为辅路工作电压， 为辅路工作电流， 为主路经过传输线后输出电流， 为主路传输线 的特
征阻抗值， 为工作频率下的传输线波长，R为负载阻抗。

[0039] 通过计算，可以得到主路负载线阻抗 和辅路负载线阻抗 ：

[0040]                   (3)

[0041]                       (4)

[0042] 从公式（3）可以得到，当输入的射频信号为小信号（低功率）时，辅路功率放大器还没有打开，即 等于0，假设 ，则主路功率放大器的负载线阻抗 为，而辅路功率放大器的负载线阻抗为无穷大；当输入的射频信号逐渐变大，使得主路功率放大器进入饱和状态，即 不变时，辅路功率放大器被打开，工作电流 变大时，主路功率放大器的负载线阻抗 逐渐降低，辅路功率放大器的负载线阻抗 也逐渐降低。假设，则主路功率放大器的负载线阻抗 ，辅
路功率放大器的负载线阻抗 。由此可以看出，当输入信号由小变大时，主路功率放大器的负载线阻抗也由 减小为 ，达到了负载线阻抗调制的效果，提高了功率回退处的效率；辅路功率放大器的负载线阻抗也由无穷大变为 ，进一步提高了负载调制功率放大器的输出功率。

[0043] 当图1所示的负载调制功率放大器接收到射频信号输入时，正交耦合器126（参见图3）将输入的射频信号分成两路相位相差90度的射频信号。其中，相位为＋45度的射频信号进入主路功率放大器121，相位为－45度的射频信号进入辅路功率放大器122。当输入的射频信号在低功率状态下，辅路功率放大器122没有打开，主路呈现较高的负载线阻抗；当输入的射频信号在高功率状态下，辅路功率放大器122被打开，主路和辅路均呈现较低的负载线阻抗。

[0044] 如图3所示，将图1所示的负载调制功率放大器的负载线结构替换为集总元件，具体包括主路射频信号匹配网络123（pi型网络）、辅路射频信号匹配网络124（LC谐振网络）和输出合路射频信号匹配网络125。其中，主路射频信号匹配网络123由并联电容C1、串联电感L1、并联电容C2组成；辅路射频信号匹配网络124由串联电感L2、串联电容C3组成；输出合路射频信号匹配网络125由串联电容C4、并联电感L3、串联电感L4和并联电容C5组成。

[0045] 输出合路射频信号匹配网络125将天线阻抗 转换为P点阻抗， 一般设计在，主路射频信号匹配网络123都作用是替换图1中四分之一波长的输出传输线124，其特征阻抗为 ，在输入的射频信号为低功率时将P点阻抗 转换为
，在输入的射频信号为高功率时，由于辅路功率放大器给P点注入工作电流，将P点阻抗转换为 ，使得主路功率放大器的负载线阻抗由 降低为 。

[0046] 相应地，主路射频信号匹配网络123的 值为：

[0047]                   (5)

[0048] 假定 为50 Ohm， 为6.25 Ohm，输出合路射频信号匹配网络125的 值经计算可得：

[0049]                   (6)

[0050] 辅路射频信号匹配网络124为LC谐振网络，Q值较高，可以忽略对负载调制的影响。

[0051] 根据网络带宽公式，可以计算得到图1所示的负载调制功率放大器的带宽（Band Width，简称为BW）值为：

[0052]                      (7)

[0053] BW值越大，代表负载调制功率放大器的带宽越宽。

[0054] 假定在匹配网络中，器件 值为10，根据插入损耗公式可以计算得到图1所示的负载调制功率放大器的插入损耗为：

[0055]          (8)

[0056] 在上述理论分析的基础上，本发明提供了一种经过改进的负载调制功率放大器。如图４所示，该实施例所示的负载调制功率放大器为了实现较高带宽，包括正交耦合器126、主路功率放大器121、辅路功率放大器122、主路射频信号匹配网络123、辅路射频信号匹配网络124和输出合路射频信号匹配网络125。其中，正交耦合器126的输入端与射频信号输入端连接，正交耦合器126的＋45度相位输出端与主路功率放大器121的输入端连接，主路功率放大器121的输出端与主路射频信号匹配网络123连接，正交耦合器126的－45度相位输出端与辅路功率放大器122的输入端连接，辅路功率放大器122的输出端与辅路射频信号匹配网络124连接，辅路射频信号匹配网络124的另一端与主路射频信号匹配网络123的另一端并联后与输出合路射频信号匹配网络125连接，输出合路射频信号匹配网络125的另一端与射频信号输出端连接。

[0057] 在图4所示的实施例中，主路射频信号匹配网络123、辅路射频信号匹配网络124和输出合路射频信号匹配网络125均由集总元件组成，具体说明如下：

[0058] 主路射频信号匹配网络123为LCLC两级网络结构，由第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1和第二电容C2组成。其中，第一电感L1的一端与主路功率放大器121的输出端连接，第一电感L1的另一端与第二电感L2及第一电容C1连接，第一电容C1的另一端与接地端GND连接，第二电感L2的另一端与第二电容C2及输出合路射频信号匹配网络125的第五电感L5连接，第二电容C2的另一端与接地端GND连接。

[0059] 辅路射频信号匹配网络124为CLLC两级网络结构，由第三电感L3、第四电感L4、第三电容C3和第四电容C4组成。其中，第三电容C3的一端与辅路功率放大器122的输出端连接，第三电容C3的另一端与第三电感L3及第四电感L4连接，第三电感L3的另一端与接地端GND连接，第四电感L4的另一端与第四电容C4及输出合路射频信号匹配网络125的第五电感L5连接，第四电容C4的另一端与接地端GND连接。

[0060] 输出合路射频信号匹配网络125为LC单级网络结构，由第五电感L5和第五电容C5组成。其中，第五电感L5的另一端与第五电容C5及射频信号输出端连接，第五电容C5的另一端与接地端GND连接。

[0061] 在图4所示的负载调制功率放大器的实施例中，当接收到输入的射频信号时，正交耦合器126将输入的射频信号分成两路相位相差90度的射频信号，相位为＋45度的射频信号进入主路功率放大器121，相位为－45度的射频信号进入辅路功率放大器122，当输入的射频信号在低功率的状态下，辅路功率放大器122处于关闭状态，主路功率放大器121处于工作状态，主路呈现较高的负载线阻抗；当输入的射频信号在高功率状态下，辅路功率放大器122打开处于工作状态，主路和辅路均呈现较低的负载线阻抗，输出合路射频信号匹配网络125将主路信号和辅路信号合成后输出射频信号。

[0062] 在图4所示的负载调制功率放大器的实施例基础上，本发明进一步提供了该实施例的多个变形例。例如在图5所示的变形例中，将图4中节点P上连接的两个电容C2和C4合并为一个电容，即图5中的电容C2。

[0063] 图6为图5所示的变形例工作在小信号（低功率）时的简化结构示意图。当输入的射频信号为小信号时，辅路功率放大器处于关闭状态而无输出电流，辅路参与匹配的器件可以等效为C2’，与输出合路射频信号匹配网络125组成pi型网络，将天线阻抗 转换到P点阻抗为 ，其中 为主路射频信号匹配网络的特征阻抗。主路射频信号匹配网络123的作用是将主路负载线阻抗 转换为较低阻抗，当选择最佳阻抗转换比为2时，则主路功率放大器121的负载线阻抗 为 。当输入的射频信号为大信号（高功率）时，如图5所示，由于辅路功率放大器打开后给P点注入工作电流，将P点阻抗转换为 ，使得主路功率放大器的负载线阻抗 由 降低为 ，此时辅路功率放大器的负
载线阻抗 为 。

[0064] 综上所述，当输入的射频信号由小变大时，主路功率放大器的负载线阻抗 也随之由 减小为 ，达到了负载线阻抗的调制效果，并且提高了功率回退处的效率。同时，辅路功率放大器的负载线阻抗 也由无穷大变为 ，从而提高了负载调制功率放大器的输出功率。

[0065] 相应地，主路射频信号匹配网络123的 值为：

[0066]                    (9)

[0067] 假定 为50 Ohm， 为6.25 Ohm，输出合路射频信号匹配网络125的 值经计算可得：

[0068]                    (10)

[0069] 根据网络带宽公式，可以计算得到该实施例中的负载调制功率放大器的带宽（BW）为：

[0070]                    (11)

[0071] 其中，  为工作频率。

[0072] 由此可以看出，本发明实施例提供的负载调制功率放大器的带宽是图1所示的现有负载调制功率放大器的3倍。

[0073] 假定在匹配网络中，器件 值为10，根据插入损耗公式可以计算得到图4所示的负载调制功率放大器的插入损耗为：

[0074]            (12)

[0075] 由此可见，本发明实施例提供的负载调制功率放大器的插入损耗与图1所示的现有技术的负载调制功率放大器的插入损耗 相比，插入损耗明显减小。

[0076] 需要说明的是，上述对于本发明所提供的负载调制功率放大器的带宽和插入损耗的计算结果，是基于主路射频信号匹配网络123对主路负载线阻抗 进行转换时，选择了最佳阻抗转换比为2所得到的计算结果。在本发明的其它实施例中，可以选择转阻抗换比为其它数值，例如1.8或者2.2等，根据上述公式11和公式12计算可知，负载调制功率放大器的带宽和插入损耗值的改善会在一个范围内，例如带宽会在1～3倍（与现有技术相比较）的范围内。

[0077] 图7为图4所示的负载调制功率放大器的另一个变形例。在该变形例中，具体变化是辅路射频信号匹配网络124由图4中的CLLC两级网络结构改变为图7中的LCCL两级网络结构，输出合路射频信号匹配网络125由图4中的LC单级网络结构改变为图7中的CL单级网络结构。辅路射频信号匹配网络124和输出合路射频信号匹配网络125均由集总元件组成。

[0078] 具体地说，辅路射频信号匹配网络124由第三电感L3、第四电感L4、第三电容C3和第四电容C4组成。其中，第三电感L3的一端与辅路功率放大器122的输出端连接，第三电感L3的另一端与第三电容C3、第四电容C4连接，第三电容C3的另一端与接地端GND连接，第四电容C4的另一端与第四电感L4及输出合路射频信号匹配网络125的第五电容C5连接，第四电感L4的另一端与接地端GND连接。

[0079] 另一方面，输出合路射频信号匹配网络125由第五电感L5和第五电容C5组成。第五电容C5的另一端与第五电感L5及射频信号输出端连接，第五电感L5的另一端与接地端GND连接。

[0080] 图8为图4所示的负载调制功率放大器的又一个变形例。在该变形例中，电容C2和电感L4可以设计为其谐振频率接近或等于工作频率，从而简化取消这两个元件。另外，在其它变形例中，输出合路射频信号匹配网络125也可以扩展为串联电感L5、并联电容C5、串联电容C6和并联电感L6的匹配网络，以便进一步扩展匹配带宽。

[0081] 需要说明的是，本发明中的各个实施例或变形例均采用相关的方式描述，各个实施例或变形例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例或变形例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，但它们都是基于负载调制功率放大器的工作原理实现的，在此就不一一赘述了。

[0082] 为了体现本发明实施例所提供的负载调制功率放大器的实际技术效果，发明人在n77频段范围内对其进行了实际仿真测试。图9显示了本发明所提供的负载调制功率放大器的插入损耗与现有技术中的负载调制功率放大器的插入损耗的对比情况，其中曲线A为本发明所提供的负载调制功率放大器的仿真测试结果，曲线B为现有技术中的负载调制功率放大器的仿真测试结果。从图9中可以看出，曲线A的插入损耗值明显小于曲线B的插入损耗值，而且曲线A比曲线B展现了更高的宽带特性。

[0083] 图10显示了本发明所提供的负载调制功率放大器的效率值与现有技术中的负载调制功率放大器的效率值的对比情况，其中曲线A为本发明所提供的负载调制功率放大器的仿真测试结果，曲线B为现有技术中的负载调制功率放大器的仿真测试结果。从图10中可以看出，曲线A的效率值明显高于曲线B，而且曲线A比曲线B展现了更高的宽带特性。

[0084] 本发明所提供的负载调制功率放大器可以应用在多种射频前端模块中。该射频前端模块可以包括射频前端接收链路、射频前端发射链路等其它现有常规器件，在此就不赘述了。

[0085] 另外，本发明所提供的负载调制功率放大器还可以被用在电子设备中，作为通信组件的重要组成部分。这里所说的电子设备是指可以在移动环境中使用，支持GSM、EDGE、TD_SCDMA、TDD_LTE、FDD_LTE、5G等多种通信制式的计算机设备，包括移动电话、笔记本电脑、平板电脑、车载电脑等。此外，本发明所提供的技术方案也适用于其他射频前端模块应用的场合，例如通信基站等。

[0086] 如图11所示，该电子设备至少包括处理器和存储器，还可以根据实际需要进一步包括通信组件、传感器组件、电源组件、多媒体组件及输入/输出接口。其中，存储器、通信组件、传感器组件、电源组件、多媒体组件及输入/输出接口均与该处理器连接。存储器可以是静态随机存取存储器（SRAM）、电可擦除可编程只读存储器（EEPROM）、可擦除可编程只读存储器（EPROM）、可编程只读存储器（PROM）、只读存储器（ROM）、磁存储器、快闪存储器等，处理器可以是中央处理器（CPU）、图形处理器（GPU）、现场可编程逻辑门阵列（FPGA）、专用集成电路（ASIC）、数字信号处理（DSP）芯片等。其它传感器组件、电源组件、多媒体组件等均可以采用现有常规器件实现，在此就不具体说明了。

[0087] 与现有技术相比较，本发明所提供的负载调制功率放大器较现有技术提升了多达数倍的工作带宽，并且有效提高了其在功率回退处的工作效率。另一方面，本发明所提供的负载调制功率放大器的插入损耗明显小于现有技术中的类似产品，因此更加符合第五代（5G）移动通信技术提出的高带宽、高效率、低损耗的特性要求。

[0088] 以上对本发明所提供的高带宽的负载调制功率放大器及相应的射频前端模块进行了详细的说明。对本领域的一般技术人员而言，在不背离本发明实质内容的前提下对它所做的任何显而易见的改动，都将属于本发明专利权的保护范围。