电力转换装置及其控制方法

摘要

提供即使在将输出电力从额定附近变更的情况下，也能够防止电力的转换效率的降低从而维持高效率的状态的电力转换装置的控制方法。电力转换装置的控制方法在通过用开关元件(S)控制向由谐振线圈(Lr)和谐振电容器(Cr)构成的谐振电路的输入，转换来自电源(3)的电力的电力转换装置(1)中，在使电力转换装置(1)的输出电力变化时，使开关元件(S)的开关频率和时间比率同时变化，以使开关元件(S)满足零电压开关的条件。

权利要求

1.一种电力转换装置的控制方法，所述电力转换装置通过用开关元件控制向由谐振线圈和谐振电容器构成的谐振电路的输入，转换来自电源的电力，其特征在于，所述电力转换装置的控制方法在使所述电力转换装置的输出电力变化时，使所述开关元件的开关频率和时间比率同时变化，以使所述开关元件满足零电压开关的条件，设定所述开关频率，使其位于驱动所述谐振电路的动作点具有电感性的电感性区域的范围内，在与所述电力转换装置连接的负载的电阻值为已知的信息的情况下，使所述开关频率和所述时间比率同时变化，以使所述开关频率和所述时间比率的积满足所述电力转换装置的输出电压的指数函数。

2.一种电力转换装置的控制方法，所述电力转换装置通过用开关元件控制向由谐振线圈和谐振电容器构成的谐振电路的输入，转换来自电源的电力，其特征在于，所述电力转换装置的控制方法在使所述电力转换装置的输出电力变化时，使所述开关元件的开关频率和时间比率同时变化，以使所述开关元件满足零电压开关的条件，设定所述开关频率，使其位于驱动所述谐振电路的动作点具有电感性的电感性区域的范围内，在所述电力转换装置的输出电压为已知的信息的情况下，使所述开关频率和所述时间比率同时变化，以使所述开关频率和所述时间比率的积满足与所述电力转换装置连接的负载的电阻值的函数。

3.如权利要求1或2所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于，在使所述电力转换装置的输出电力上升的情况下，使所述开关频率降低，同时使所述时间比率上升。

4.如权利要求1或2所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于，在使所述电力转换装置的输出电力降低的情况下，使所述开关频率上升，同时使所述时间比率降低。

5.如权利要求1或2所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于，在所述开关频率为f，所述时间比率为D，所述电力转换装置的输出电压为Vo，与所述电力转换装置连接的负载的电阻值为RL，α和β为常数的情况下，使所述开关频率和所述时间比率同时变化，以使所述开关频率和所述时间比率的积满足[数学式8]

6.如权利要求1或2所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于，在所述开关频率为f，所述时间比率为D，所述谐振线圈的电感为Lr，与所述开关元件并联连接的并联电容器的静电容量为Cs，所述开关元件的驱动信号和所述谐振电路中流动的电流的相位差为 的情况下，使所述开关频率和所述时间比率同时变化，以使所述开关频率和所述时间比率满足

[数学式9]

7.如权利要求1或2所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于，所述电力转换装置是具有E级逆变器的DCDC转换器。

8.一种电力转换装置，通过用开关元件控制向由谐振线圈和谐振电容器构成的谐振电路的输入，转换来自电源的电力，其特征在于，所述电力转换装置的控制器

在使所述电力转换装置的输出电力变化时，使所述开关元件的开关频率和时间比率同时变化，以使所述开关元件满足零电压开关的条件，设定所述开关频率，使其位于驱动所述谐振电路的动作点具有电感性的电感性区域的范围内，在与所述电力转换装置连接的负载的电阻值为已知的信息的情况下，使所述开关频率和所述时间比率同时变化，以使所述开关频率和所述时间比率的积满足所述电力转换装置的输出电压的指数函数。

9.一种电力转换装置，通过用开关元件控制向由谐振线圈和谐振电容器构成的谐振电路的输入，转换来自电源的电力，其特征在于，所述电力转换装置的控制器

在使所述电力转换装置的输出电力变化时，使所述开关元件的开关频率和时间比率同时变化，以使所述开关元件满足零电压开关的条件，设定所述开关频率，使其位于驱动所述谐振电路的动作点具有电感性的电感性区域的范围内，在所述电力转换装置的输出电压为已知的信息的情况下，使所述开关频率和所述时间比率同时变化，以使所述开关频率和所述时间比率的积满足与所述电力转换装置连接的负载的电阻值的函数。

说明书

电力转换装置及其控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及通过以开关元件控制向谐振线圈和谐振电容器构成的谐振电路的输入，转换来自电源的电力的电力转换装置及其控制方法。

背景技术

[0002] 以往，作为使用了E级电路的电力转换装置，公开了专利文献1的谐振型电力传输装置。在专利文献1中公开的谐振型电力传输装置中，设置多个E级电路，调整从这些E级电路输出的电流的相位差而合成了输出电流。

[0003] 现有技术文献

[0004] 专利文献

[0005] 专利文献1:日本专利第5832702号公报

发明内容

[0006] 发明要解决的课题

[0007] 可是，在上述以往的谐振型电力传输装置中，输出电力在额定附近时电流的相位对齐，所以虽然电力的转换效率好，但是若将输出电力从额定附近变更，则产生电力的转换效率降低的问题点。

[0008] 因此，本发明是鉴于上述实际情况而提出的技术方案，目的是提供即使在将输出电力从额定附近变更的情况下，也能够防止电力的转换效率的降低而维持高效率的状态的电力转换装置及其控制方法。

[0009] 用于解决课题的方案

[0010] 为了解决上述的课题，本发明的一个方式所涉及的电力转换装置及其控制方法，在使电力转换装置的输出电力变化时，使开关元件的开关频率和时间比率同时变化，以使开关元件满足零电压开关的条件。

[0011] 发明的效果

[0012] 按照本发明，即使在将输出电力从额定附近变更的情况下，也能够防止电力的转换效率的降低而维持高效率的状态。

附图说明

[0013] 图1是表示本发明的第1实施方式所涉及的电力转换装置的结构的电路图。

[0014] 图2是用于说明构成本发明的第1实施方式所涉及的电力转换装置的开关元件的动作的图。

[0015] 图3是表示本发明的第1实施方式所涉及的电力转换装置的输入输出电压比的特性的图。

[0016] 图4是表示本发明的第1实施方式所涉及的电力转换装置的输入阻抗的特性的图。

[0017] 图5是表示本发明的第1实施方式所涉及的电力转换装置的效率和误差率的关系的图。

[0018] 图6是表示并联谐振电路的阻抗特性的图。

[0019] 图7是表示串联谐振电路的阻抗特性的图。

[0020] 图8是表示本发明的第1实施方式所涉及的电力转换装置的输入输出电压比的特性的图。

[0021] 图9是用于说明构成本发明的第1实施方式所涉及的电力转换装置的开关元件的动作的图。

[0022] 图10是用于说明本发明的第1实施方式所涉及的电力转换装置的效果的图。

[0023] 图11是用于说明本发明的第1实施方式所涉及的电力转换装置的效果的图。

[0024] 图12是用于说明本发明的第2实施方式所涉及的电力转换装置中的运算处理的简化的图。

[0025] 图13是表示本发明的第2实施方式所涉及的电力转换装置的效率和误差率的关系的图。

[0026] 图14是用于说明本发明的第2实施方式所涉及的电力转换装置的效果的图。

具体实施方式

[0027] [第1实施方式]

[0028] 以下，参照附图说明适用了本发明的第1实施方式。在附图的记载中对于同一部分附加同一标号而省略说明。

[0029] [电力转换装置的结构]

[0030] 图1是表示本实施方式所涉及的电力转换装置的结构的电路图。如图1所示，本实施方式所涉及的电力转换装置1由输入电源3、电压谐振电路5、整流电路7、控制器9、负载11构成。电力转换装置1是将来自输入电源3的直流电力转换为交流，将通过整流电路7整流后的直流电力提供给负载11的DCDC转换器。

[0031] 电压谐振电路5具有：扼流圈Lc、谐振线圈Lr、谐振电容器Cr、开关元件S、并联电容器(Shunt capacitor)Cs。电压谐振电路5是通过控制开关元件S的接通关断，将输入电源3的直流电力转换为交流电力的E级逆变器电路。另外，这里作为一例，对开关元件S为MOSFET的情况进行说明。

[0032] 如图1所示，扼流圈Lc被连接在输入电源3和开关元件S之间。谐振线圈Lr和谐振电容器Cr被串联连接而形成谐振电路，该谐振电路被连接到扼流圈Lc和开关元件S的连接点。开关元件S将至谐振电路的输入进行接通关断，并联电容器Cs与开关元件S并联连接。

[0033] 整流电路7为具有二极管D、整流电容器Cd、滤波器线圈Lf、滤波器电容器Cf，通过将二极管D和整流电容器Cd并联连接的结构，将从电压谐振电路5输出的交流波进行整流的E级整流器。

[0034] 在整流电路7中，通过二极管D将在电压谐振电路5中生成的交流波进行半波整流，将整流后的能量对整流电容器Cd充电。然后，将充电后的能量传递给由滤波器线圈Lf和滤波器电容器Cf构成的LC滤波器，作为直流波形对负载11进行电力传输。因此，虽然整流电容器Cd的电压波形设为被半波整流后的形状，但是通过使其通过LC滤波器，对负载11供给的电压波形变为直流。

[0035] 控制器9通过切换开关元件S的导通状态，控制电力转换装置1的输出电力。具体地说，控制器9生成用于控制开关元件S的接通关断的驱动信号，输出到开关元件S的控制端子。

[0036] 这里，参照图2，说明控制器9进行的开关元件S的控制。图2是表示开关元件S的驱动信号和施加电压的时间变化的图。图2的横轴表示时间，纵轴表示开关元件S的驱动信号、开关元件S的施加电压。驱动信号是从控制器9输出到开关元件S的栅极的栅极电压，施加电压是对开关元件S施加的漏极‑源极电压。

[0037] 如图2所示，驱动信号接通期间开关元件S变为非导通，若驱动信号关断，则开关元件S导通而施加电压。在本实施方式中，将对开关元件S施加的电压波形为半正弦波状的电压谐振电路作为对象。这里，驱动信号的开关频率f为驱动信号的1周期T的倒数。另外，时间比率D是接通时间Ton相对于1周期T的比例，被定义为D＝Ton/T。控制器9使该开关频率f和时间比率D同时变化，控制电力转换装置1的输出电力。

[0038] 另外，控制器9由包含微计算机、微处理器、CPU的通用的电子电路和存储器等周边设备构成，具有控制电压谐振电路5的功能。控制器9的各功能能够由1个或者多个处理电路实现。处理电路例如包含含有电路的处理装置等被编程后的处理装置，此外还包含以执行实施方式中记载的功能的方式被安排的面向特定用途的集成电路(ASIC)或以往型的电路部件那样的装置。

[0039] [电力转换装置的控制方法]

[0040] 接着，说明本实施方式所涉及的电力转换装置1的控制方法。在本实施方式中，通过使电力转换装置1的输出电压Vo变化，在使输出电力变化时，使开关元件S的开关频率f和时间比率D同时变化，以使开关元件S满足零电压开关的条件。

[0041] 图1所示的电力转换装置1是由作为E级逆变器电路的电压谐振电路5和作为E级整流器的整流电路7构成的E2级转换器电路。这样的E2级转换器电路的输入电压Vin和输出电压Vo的比率(输入输出电压比)通过下记的式(1)表示。

[0042] [数学式1]

[0043]

[0044] 这里，f为开关频率，D为时间比率，Lr为谐振线圈Lr的电感，RL为负载11的电阻值。另外， 为开关元件S的驱动信号、与由谐振线圈Lr以及谐振电容器Cr形成的串联谐振电路中流动的电流的相位差。

[0045] 如式(1)所示，能够通过开关频率f和时间比率D使输入输出电压比(Vo/Vin)变化。进而，由于输入电源3的输入电压Vin固定，所以通过使开关频率f和时间比率D同时变化，能够控制输出电压Vo。因此，控制器9在使输出电压Vo变化时，使开关元件S的开关频率f和时间比率D同时变化。

[0046] 进而，满足作为E级电路的特征的零电压开关(Zero Voltage Switching：ZVS)的条件的开关频率f和时间比率D能够通过式(2)表示。但是，Cs是并联电容器Cs的静电电容。

[0047] [数学式2]

[0048]

[0049] 零电压开关是，从开关元件S的施加电压变为0伏特开始，将开关元件S接通或者关断的开关。在开关频率f和时间比率D满足式(2)的情况下，在图1所示的E2级转换器电路中，实现零电压开关。

[0050] 因此，控制器9在使输出电压Vo变化时，使开关元件S的开关频率f和时间比率D同时变化，以满足式(2)所示的零电压开关的条件。例如，若决定要输出的输出电压Vo，则因为输入电压Vin固定，若从式(1)和式(2)消去开关频率f，则能够计算时间比率D，使用算出的时间比率D也能够计算开关频率f。由此，控制器9即使在使输出电压Vo变化的情况下，也能够通过设定为算出的开关频率f和时间比率D，在实现零电压开关的条件的状态下控制电力转换装置1。

[0051] 这里，参照图3具体地说明使开关频率f和时间比率D同时变化的方法。图3是表示在满足式(2)的条件下使开关元件S的开关频率f和时间比率D变化的情况下，通过式(1)算出的输入输出电压比(Vo/Vin)的图。直线G为输入输出电压比(输入输出增益)。即，直线G上的点表示满足了零电压开关的条件的开关频率f和时间比率D。

[0052] 如图3所示，在使对负载11施加的输出电压Vo上升的情况下，由于输入电压Vin固定，所以只要在使开关频率f降低的同时，使时间比率D上升即可。相反，在使输出电压Vo降低的情况下，使开关频率f上升的同时，使时间比率D降低。

[0053] 另外，在本实施方式所涉及的电力转换装置1中，在满足式(2)的情况下，也满足驱动图1的电路的动作点具有电感性的条件。为了说明该条件，参照图4。图4是表示图1的电路的输入阻抗的频率特性的图，横轴是开关频率f，纵轴是输入阻抗Z。

[0054] 如图4所示，图1的电路的输入阻抗Z根据开关频率f而变化，但是图1的电路为了满足零电压开关的条件，动作点需要被设定在图4的电感性(延迟相位)区域。因此，在使输出电压Vo变化时，以满足上述的式(2)的方式算出的开关频率f位于图4的电感性区域的范围内。

[0055] 因此，也可以取代使用式(2)计算开关频率f，选择位于图4的电感性区域的范围内的频率作为开关频率f。并非处于电感性区域的范围内的全部频率都满足式(2)，但是若考虑在后叙述的允许误差，则只要选择处于电感性区域的范围内的频率就没有问题。然后，使用选择的开关频率f，由式(2)计算时间比率D，若设为这些开关频率f和时间比率D，则能够实现能够以低开关损失进行高效率的动作的电力转换装置1。

[0056] 另外，在本实施方式中，如图1所示，以DC‑DC转换器作为一例进行了说明，但是不限于DC‑DC转换器，只要是使用了E级电路的电力转换装置，则也可以是其它的结构。例如，可以在电压谐振电路5和整流电路7之间连接绝缘变压器，也可以取代作为电压源的输入电源3和扼流圈Lc而设置输入电流源。另外，整流电路7也可以是桥接型的全波整流电路。

[0057] [允许误差]

[0058] 接着，对式(2)所示的开关频率f的允许误差进行说明。在本实施方式中，通过使开关频率f和时间比率D同时变化以满足式(2)，能够以低开关损失进行高效率的动作，但是在式(2)中包含电路参数等的误差因素。

[0059] 因此，不需要与式(2)中算出的开关频率f完全一致，只要是±20％的范围内，就能够以低开关损失进行高效率的动作。例如，在图5中表示开关频率f的误差率和电路的效率的关系。误差率表示与式(2)中算出的开关频率f的不同。

[0060] 如图5所示，若使用处于从式(2)中算出的开关频率f起±20％以内的范围的频率，则电路的效率基本上不降低。可是，若误差率超过20％，则可知效率急剧恶化。

[0061] 这意味着，若为图1的E2级转换器电路中包含的两个谐振电路，即串联谐振电路和并联谐振电路产生的两个谐振点的半值宽度的范围内，则能够抑制Q值急剧地降低，其范围为±20％。即，若为谐振点的半值宽度的范围内，则能够达成零电压开关，所以能够实现低开关损失，抑制效率的恶化。但是，E2级转换器电路中包含的逆变器(电压谐振电路5)的负载Q值(QL)需要正弦波输出，所以QL＞5。

[0062] 另外，所谓Q值，是形成谐振点的线圈的质量因子(Quality factor)，图6中表示并联谐振电路的阻抗特性，f0表示谐振频率，Δf表示半值宽度。谐振频率f0能够用[0063] [数学式3]

[0064]

[0065] 表示。另外，半值宽度Δf能够用

[0066] [数学式4]

[0067]

[0068] 表示。另外，L是线圈的电感，C是电容器的静电容量，r是线圈的寄生电阻。

[0069] 如式(4)所示，若线圈的损失小从而线圈的寄生电阻r变小，则半值宽度变狭，表示尖锐的谐振特性。图7是串联谐振电路(或者反谐振电路)的阻抗特性。除了阻抗特性具有极小值而不是极大值的情况以外，表示与图6所示的并联谐振电路同样的特性。

[0070] 另外，所谓负载Q值(QL)，是电感对于负载的质量因子(Quality factor)，能够表示为

[0071] [数学式5]

[0072]

[0073] 。另外，RL为负载的等效电阻值，f为开关频率，L为谐振线圈Lr的电感。因此，QL＞5是为了谐振线圈Lr中流动的电流变为正弦波状的需要条件。

[0074] [第1实施方式的效果]

[0075] 以上，如详细地说明的那样，在本实施方式所涉及的电力转换装置1中，在使输出电力变化时，使开关元件S的开关频率f和时间比率D同时变化，以使开关元件S满足零电压开关的条件。由此，即使在使输出电力从额定附近变更为宽范围的情况下，也能够使开关损失降低，所以能够防止电力的转换效率的降低，维持高效率的状态。另外，由于不需要追加设置电路，所以能够防止装置的大型化。

[0076] 这里，参照图8～11，具体地说明本实施方式所涉及的电力转换装置1的效果。图8是表示在满足式(2)的条件下使开关元件S的开关频率f和时间比率D变化的情况下，通过式(1)算出的输入输出电压比(Vo/Vin)的图。图中的虚线是满足式(2)从而满足零电压开关的条件的输入输出电压比。

[0077] 图9是图8所示的3点(P1，P2，P3)中的波形，波形的横轴是时间，纵轴的上段是开关元件S的栅极信号(Vgs)，下段是开关元件S的漏极‑源极电压(Vds)。P1、P2处于虚线上，所以满足式(2)，可知图9的波形满足零电压开关的条件。即，在对开关元件S施加的电压Vds降低至0伏特的定时，栅极电压Vgs被施加。另一方面，P3不在虚线上，所以不满足式(2)，可知图9的波形不满足零电压开关的条件。即，在对开关元件S施加的电压Vds未降低至零伏特的定时，栅极电压Vgs被施加。

[0078] 这样，在本实施方式所涉及的电力转换装置1中，在使输出电力变化时，使开关元件S的开关频率f和时间比率D同时变化，以使开关元件S满足零电压开关的条件。其结果，即使在使输出电力从额定附近变化到宽范围，也能够使开关损失降低，所以能够防止电力的转换效率的降低而维持高效率的状态。

[0079] 以下，参照图10、图11，具体说明本实施方式所涉及的电力转换装置1能够使开关损失降低，维持高效率的情况。图10表示对于本实施方式所涉及的电力转换装置1的输出电力的损失特性。另外，图11表示对于本实施方式所涉及的电力转换装置1的输出电力的效率特性。

[0080] 首先，如图10所示，表示以往的E级电路的损失特性的虚线在最大输出电力，即在额定附近为低损失，但是随着输出电力降低，损失在增加。其结果，如图11所示，表示以往的E级电路的效率特性的虚线也在最大输出电力，即在额定附近为高效率，但是随着输出电力降低，效率也在降低。这是因为，在以往的E级电路中，也在额定附近达成作为E级动作的零电压开关，但是若使输出电力变化，则无法达成零电压开关而开关损失恶化，效率降低。

[0081] 相对于此，在本实施方式所涉及的电力转换装置1中，使开关频率f和时间比率D同时变化，以使满足零电压开关的条件。因此，如图10、11的实线所示，即使输出电力已变化，也能够实现低开关损失和高效率。即，与以往的E级电路相比，能够在宽范围的输出电力范围中实现低开关损失而维持高效率的状态。

[0082] 另外，在本实施方式所涉及的电力转换装置1中，在使电力转换装置1的输出电力上升的情况下，在使开关频率f降低的同时，使时间比率D上升。由此，即使在使输出电力上升的情况下，也能够满足零电压开关的条件，所以能够使开关损失降低而维持高效率的状态。

[0083] 进而，在本实施方式所涉及的电力转换装置1中，在使电力转换装置1的输出电力降低的情况下，在使开关频率f上升的同时，使时间比率D降低。由此，即使在使输出电力降低的情况下，也能够满足零电压开关的条件，所以能够使开关损失降低而维持高效率的状态。

[0084] 另外，在本实施方式所涉及的电力转换装置1中，使开关频率f和时间比率D同时变化，以使开关频率f和时间比率D满足式(2)。由此，电力转换装置1在满足了零电压开关的条件的状态下动作，所以即使在使输出电力在宽范围变化的情况下，也能够使开关损失降低而维持高效率的状态。

[0085] 进而，本实施方式所涉及的电力转换装置1由具有E级逆变器的DCDC转换器构成。由此，能够以低开关损失具体地实现高效率的电路，特别是能够实现电路的小型化和低成本化。

[0086] [第2实施方式]

[0087] 以下，参照附图说明适用了本发明的第2实施方式。但是，本实施方式所涉及的电力转换装置1的结构与图1所示的第1实施方式的结构相同。

[0088] [电力转换装置的控制方法]

[0089] 说明本实施方式所涉及的电力转换装置1的控制方法。在第1实施方式中，用式(2)表示了满足作为E级电路的特征的零电压开关的条件的开关频率f和时间比率D的关系，但是在本实施方式中，在简化了式(2)这一点与第1实施方式不同。

[0090] 在本实施方式中，在E级电路中，将开关元件S的输入阻抗Zds数式化，将式(2)中决定的动作点配置在拉普拉斯平面上而简化数式。开关元件S的输入阻抗Zds能够用以下的式(6)表示。

[0091] [数学式6]

[0092]

[0093] 图12是在拉普拉斯平面上配置了阻抗的极、零点的极、零点映射图。为了简化式(2)，拉普拉斯平面上所示的动作点为了满足零电压开关的条件，阻抗Zds的极配置很重要。如图12所示，在左半平面的极、零点中，接近虚轴的极、零点为电路动作中的主导根(极、零点)，远离虚轴的极、零点为电路动作中的非主导根(极、零点)。然后，若利用虚轴的正负对象性，对在拉普拉斯平面上的左半平面、并且虚轴的正区域的极、零点实施权重解析而进行简化，则能够将式(2)简化为式(7)。即，可知在动作点旁边的近似式通过实验确认规则性，从而能够简化运算。

[0094] [数学式7]

[0095]

[0096] 这里，在式(7)中，α，β是由满足零电压开关的条件的电路的参数所决定的常数。即，为由电路的规格，例如额定电力或输入输出电压所决定的常数，为已知的信息。另外，P
2
表示输出电力，能够通过P＝Vo /RL表示。RL是负载11的等效负载电阻值，该RL为已知的信息，所以通过使开关频率f和时间比率D同时变化，能够通过式(1)和式(7)控制输出电压Vo。

[0097] 这样，在本实施方式中，将式(2)中表示的零电压开关的条件简化，并且如式(7)所示，用输出电压Vo的指数函数表示开关频率f和时间比率D的积。因此，在本实施方式中，使开关频率f和时间比率D同时变化，以使开关频率f和时间比率D的积满足电力转换装置1的输出电压Vo的指数函数。

[0098] 另外，式(7)还将开关频率f和时间比率D的积表示作为负载11的电阻值的函数。因此，在本实施方式中，使开关频率f和时间比率D同时变化，以使开关频率f和时间比率D的积满足负载11的电阻值RL的函数。控制器9检测负载11的电阻值RL，并且通过将该电阻值RL、以及要输出的输出电压Vo输入到式(7)，求出开关频率f和时间比率D的积。例如，在负载11为电池的情况下，通过检测负载11的电压和电流，能够求出电阻值RL。

[0099] [允许误差]

[0100] 接着，对使用式(7)的情况的开关频率f的允许误差进行说明。在本实施方式中，通过使开关频率f和时间比率D同时变化以满足式(7)，能够以低开关损失进行高效率的动作，但是在式(7)中包含近似造成的误差因素。

[0101] 因此，不需要与式(7)中算出的开关频率f完全一致，只要在±10％的范围内，则能够以低开关损失进行高效率的动作。例如，在图13中表示开关频率f的误差率和电路的效率的关系。误差率是与式(7)中算出的开关频率f的差值。

[0102] 如图13所示，若使用从式(7)中算出的开关频率f的±10％以内的范围的频率，则电路的效率基本上不降低。可是，若误差率超过10％，则可知效率急剧地恶化。

[0103] 其理由是，因为式(7)是将式(2)近似后的式子，所以将式(2)的主导根进行了近似。在式(2)的情况下，误差率起因于谐振点的半值宽度，相对于此，在式(7)中除了式(2)的误差之外还追加近似化造成的误差。因此，在式(2)的情况下，如图5所示，虽然允许误差为±20％，但是在式(7)的情况下允许误差缩窄至±10％的范围。

[0104] [第2实施方式的效果]

[0105] 如上述那样，在本实施方式所涉及的电力转换装置1中，使开关频率f和时间比率D同时变化，以使开关频率f和时间比率D的积满足式(7)。由此，能够简化运算处理，所以能够实现高速且低成本的电力转换装置。

[0106] 例如，如图14所示，与使用式(2)计算开关频率f和时间比率D的情况相比，在使用式(7)进行计算的情况下，能够使运算时间降低90％。

[0107] 这样，通过使用式(7)，与使用了式(2)的情况相比也能够简易地计算开关频率f和时间比率D。特别是，在高频率下动作的电路中，运算时间的缩短很重要，通过使用式(7)，能够实现电路的高速化和小型化。另外，也能够实现用于控制开关元件S的DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)和FPGA(field‑programmable gate array，现场可编程门阵列)的低成本化。

[0108] 进而，在本实施方式所涉及的电力转换装置1中，使开关频率f和时间比率D同时变化，以使开关频率f和时间比率D的积满足电力转换装置1的输出电压的指数函数。由此，由于能够简化运算处理，所以能够实现高速且低成本的电力转换装置。

[0109] 另外，在本实施方式所涉及的电力转换装置1中，使开关频率f和时间比率D同时变化，以使开关频率f和时间比率D的积满足与电力转换装置1连接的负载11的电阻值的函数。由此，能够简化运算处理，所以能够实现高速且低成本的电力转换装置。

[0110] 另外，上述的实施方式是本发明的一例。因此，本发明不限于上述的实施方式，即使是实施方式以外的方式，只要是不脱离本发明的技术的思想的范围，当然能够根据设计等而进行各种变更。

[0111] 标号说明

[0112] 1 电力转换装置

[0113] 3 输入电源

[0114] 5 电压谐振电路

[0115] 7 整流电路

[0116] 9 控制器

[0117] 11 负载

[0118] Lc 扼流圈

[0119] Lr 谐振线圈

[0120] Cr 谐振电容器

[0121] S 开关元件

[0122] Cs 并联电容器

[0123] D 二极管

[0124] Cd 整流电容器

[0125] Lf 滤波器线圈

[0126] Cf 滤波器电容器