一种正交模耦合器及设计方法

摘要

本发明公开一种正交模耦合器及设计方法，正交模耦合器包括：矩形波导（1）、主波导（2）、侧臂匹配转换器（3），所述主波导（2）一端为圆形波导（21），所述圆形波导（21）通过矩圆过渡段（22）与所述主波导（2）另一端的矩形波导（1）连接，所述矩圆过渡段（22）与所述侧臂匹配转换器（3）连接，所述侧臂匹配转换器（3）与所述矩圆过渡段（22）的连接面设置有耦合槽。本发明的正交器在结构上具有紧凑，简单，稳定和便于批量生产及成本低，调试简单。具有极化隔离度高，宽频带，驻波比和插入损耗小优良的电性能指标。在工程上具有广泛应用。

权利要求

1.一种正交模耦合器，其特征在于，包括：矩形波导（1）、主波导（2）、侧臂匹配转换器（3），所述主波导（2）一端为圆形波导（21），所述圆形波导（21）通过矩圆过渡段（22）与所述主波导（2）另一端的矩形波导（1）连接，所述矩圆过渡段（22）与所述侧臂匹配转换器（3）连接，所述侧臂匹配转换器（3）与所述矩圆过渡段（22）的连接面设置有耦合槽，所述正交模耦合器采用压铸成型，所述矩圆过渡段（22）与所述耦合槽对应位置开设有沿所述主波导（2）延伸方向的极化槽（23）。

2.根据权利要求1所述的正交模耦合器，其特征在于，所述矩圆过渡段（22）沿所述矩形波导（1）向所述圆形波导（21）方向依次设置多阶阶梯，每一阶阶梯的长度大于下一阶阶梯的长度，每一阶阶梯的高度小于下一阶阶梯的高度。

3.根据权利要求2所述的正交模耦合器，其特征在于，所述矩圆过渡段（22）沿所述矩形波导（1）向所述圆形波导（21）方向依次包括第一阶阶梯（221）、第二阶阶梯（222）、第三阶阶梯（223），所述第一阶阶梯（221）的长度为6.1毫米，高度为10.46毫米，所述第二阶阶梯（222）的长度为6毫米，高度为14.6毫米，第三阶阶梯（223）的长度为5.7毫米，高度为17.6毫米。

4.根据权利要求1所述正交模耦合器，其特征在于，所述耦合槽的长度为13.5毫米，所述耦合槽的宽度为2.8毫米。

5.根据权利要求1所述的正交模耦合器，其特征在于，所述极化槽（23）的极化偏心距离为9.4毫米、极化长度为11.95毫米、极化槽高度为4.22毫米、极化槽宽度为2.62毫米。

6.根据权利要求1所述的正交模耦合器，其特征在于，所述侧臂匹配转换器（3）沿所述主波导（1）向远离所述主波导（1）的接收口（30）方向依次设置多节阻抗段，每一节阻抗段的长度小于下一节阻抗段的长度，每一节阻抗段的高度小于下一节阻抗段的高度，每一节阻抗段的宽度小于下一节阻抗段的宽度。

7.根据权利要求6所述的正交模耦合器，其特征在于，所述侧臂匹配转换器（3）沿所述主波导（1）向远离所述主波导（1）的接收口（30）方向依次设置第一节阻抗段（31）、第二节阻抗段（32）、第三节阻抗段（33），所述第一节阻抗段（31）的长度为14.6毫米、宽度为2.62毫米、高度为4.7毫米，所述第二节阻抗段（32）的长度为18.5毫米、宽度为3.4毫米、高度为6.8毫米，所述第三节阻抗段（33）的长度为18.88毫米、宽度为6.46毫米、高度为8.7毫米。

8.一种如权利要求1至7任一项所述的正交模耦合器的设计方法，其特征在于，包括：

根据工作频带，确定所述圆形波导（21）的理论直径；

根据工作频带确定所述耦合槽的理论尺寸；

根据工作频带确定矩圆过渡段（22）的理论尺寸；

确定所述侧臂匹配转换器（3）的理论尺寸；

基于所述圆形波导（21）的直径、所述耦合槽的理论尺寸、所述矩圆过渡段（22）的理论尺寸、以及所述侧臂匹配转换器（3）的理论尺寸，建立三维仿真模型，通过优化，根据压铸成型及抽芯要求，依据仿真模型对内腔工程化仿真，在内腔增加拔模斜度，得到最佳结构尺寸。

9.根据权利要求8所述的正交模耦合器的设计方法，其特征在于：

所述根据工作频带确定所述耦合槽的理论尺寸，具体包括：

计算工作频带中心频率的对应波导波长λg0，计算耦合槽的理论长度d=(0.3～0.4) λg0，耦合槽的理论宽度w=(0.1～0.2) λg0；

所述矩圆过渡段（22）沿所述矩形波导（1）向所述圆形波导（21）方向依次设置多阶阶梯，所述根据工作频带确定矩圆过渡段（22）的理论尺寸，具体包括：确定每一阶阶梯的理论长度为L=λLλH/ 2( λL+λH)，其中：λL为工作频带的起始频率波导波长，λH为工作频带的终止频率波导波长。

说明书

一种正交模耦合器及设计方法

技术领域

[0001] 本发明涉及天线相关技术领域，特别是一种正交模耦合器及设计方法。

背景技术

[0002] 正交模耦合器也称OMT或叫双模耦合器，是双极化天线中重要馈源部件。近年来在卫星通讯中应用广泛。工程中应用正交模耦合器，用一部天线实现收发，使用同一频率极化
相互正交，相互隔离的两路信号，通过与滤波器连接，解决收发复用问题。

[0003] 近年来，通讯产业与天线技术发展，天线对器件要求越来越高，为了适应天线小型化，性能高，批量化生产要求，传统设计正交器存在体积大，性能不稳定，调试周期长，极化
隔离小，驻波大等缺点，已不适应高性能天线要求。

发明内容

[0004] 基于此，有必要针对现有技术的正交器不适应高性能天线要求的技术问题，提供一种正交模耦合器及设计方法。

[0005] 本发明提供一种正交模耦合器，包括：矩形波导、主波导、侧臂匹配转换器，所述主波导一端为圆形波导，所述圆形波导通过矩圆过渡段与所述主波导另一端的矩形波导连
接，所述矩圆过渡段与所述侧臂匹配转换器连接，所述侧臂匹配转换器与所述矩圆过渡段
的连接面设置有耦合槽。

[0006] 进一步地，所述矩圆过渡段沿所述矩形波导向所述圆形波导方向依次设置多阶阶梯，每一阶阶梯的长度大于下一阶阶梯的长度，每一阶阶梯的高度小于下一阶阶梯的高度。

[0007] 更进一步地，所述矩圆过渡段沿所述矩形波导向所述圆形波导方向依次包括第一阶阶梯、第二阶阶梯、第三阶阶梯，所述第一阶阶梯的长度为6.1毫米，高度为10.46毫米，所
述第二阶阶梯的长度为6毫米，高度为14.6毫米，第三阶阶梯的长度为5.7毫米，高度为17.6
毫米。

[0008] 进一步地，所述耦合槽的长度为13.5毫米，所述耦合槽的宽度为2.8毫米。

[0009] 进一步地，所述矩圆过渡段与所述耦合槽对应位置开设有沿所述主波导延伸方向的极化槽。

[0010] 更进一步地，所述极化槽的极化偏心距离为9.4毫米、极化长度为11.95毫米、极化槽高度为4.22毫米、极化槽宽度为2.62毫米。

[0011] 进一步地，所述侧臂匹配转换器沿所述主波导向远离所述主波导的接收口方向依次设置多节阻抗段，每一节阻抗段的长度小于下一节阻抗段的长度，每一节阻抗段的高度
小于下一节阻抗段的高度，每一节阻抗段的宽度小于下一节阻抗段的宽度。

[0012] 更进一步地，所述侧臂匹配转换器沿所述主波导向远离所述主波导的接收口方向依次设置第一节阻抗段、第二节阻抗段、第三节阻抗段，所述第一节阻抗段的长度为14.6毫
米、宽度为2.62毫米、高度为4.7毫米，所述第二节阻抗段的长度为18.5毫米、宽度为3.4毫
米、高度为6.8毫米，所述第三节阻抗段的长度为18.88毫米、宽度为6.46毫米、高度为8.7毫
米。

[0013] 本发明提供一种如前所述的正交模耦合器的设计方法，包括：

[0014] 根据工作频带，确定所述圆形波导的理论直径；

[0015] 根据工作频带确定所述耦合槽的理论尺寸；

[0016] 根据工作频带确定矩圆过渡段的理论尺寸；

[0017] 确定所述侧臂匹配转换器的理论尺寸；

[0018] 基于所述圆形波导的直径、所述耦合槽的理论尺寸、所述矩圆过渡段的理论尺寸、以及所述侧臂匹配转换器的理论尺寸，建立三维仿真模型，通过优化得到最佳结构尺寸。

[0019] 进一步地：

[0020] 所述根据工作频带确定所述耦合槽的理论尺寸，具体包括：

[0021] 计算工作频带中心频率的对应波导波长λg0，计算耦合槽的理论长度d=(0.3～0.4) λg0，耦合槽的理论宽度w=(0.1～0.2) λg0；

[0022] 所述矩圆过渡段沿所述矩形波导向所述圆形波导方向依次设置多阶阶梯，所述根据工作频带确定矩圆过渡段的理论尺寸，具体包括：

[0023] 确定每一阶阶梯的理论长度为L=λLλH/ 2( λL+λH)，其中：λL为工作频带的起始频率波导波长，λH为工作频带的终止频率波导波长。

[0024] 本发明的正交器在结构上具有紧凑，简单，稳定和便于批量生产及成本低，调试简单。具有极化隔离度高，宽频带，驻波比和插入损耗小优良的电性能指标。在工程上具有广
泛应用。

附图说明

[0025] 图1为本发明一种正交模耦合器的结构示意图；

[0026] 图2为本发明一实施例正交模耦合器的电气结构示意图；

[0027] 图3为本发明一实施例矩圆过渡段在耦合处形成的不连续截面；

[0028] 图4a为本发明一实施例矩圆过渡段的截面示意图；

[0029] 图4b为本发明一实施例矩圆过渡段的剖面示意图；

[0030] 图4c为本发明一实施例矩圆过渡段的初始阶段参数剖面示意图；

[0031] 图4d为本发明一实施例矩圆过渡段的初始阶段参数截面示意图；

[0032] 图5为本发明一实施例三阶矩圆过渡段示意图；

[0033] 图6为仿真得到的直通路传输损耗曲线；

[0034] 图7为本发明一实施例极化槽截面示意图；

[0035] 图8为本发明一实施例极化槽剖面示意图；

[0036] 图9a为本发明一实施例侧臂匹配转换器截面示意图；

[0037] 图9b为本发明一实施例侧臂匹配转换器剖面示意图；

[0038] 图10为本发明一种如前所述的正交模耦合器的设计方法的工作流程图；

[0039] 图11为发射端口的回波损耗仿真示意图；

[0040] 图12为接收端口的回波损耗仿真示意图；

[0041] 图13为天线口在垂直极化（模式1） 回波损耗仿真示意图；

[0042] 图14为天线口在垂直极化（模式2） 回波损耗仿真示意图；

[0043] 图15为发射端口‑接收端口的插损仿真示意图；

[0044] 图16为工程化三维实体模型；

[0045] 图17为三维实体模型发射端口的回波损耗示意图；

[0046] 图18为三维实体模型接收端口的回波损耗示意图；

[0047] 图19为三维实体模型天线口在垂直极化（模式1） 回波损耗示意图；

[0048] 图20为三维实体模型天线口在垂直极化（模式2） 回波损耗示意图；

[0049] 图21为三维实体模型天线端口‑接收端口的插损示意图；

[0050] 图22为三维实体模型天线端口‑发射端口的插损示意图；

[0051] 图23为三维实体模型接收端口‑发射端口的插损示意图。

具体实施方式

[0052] 下面结合附图来进一步说明本发明的具体实施方式。其中相同的零部件用相同的附图标记表示。需要说明的是，下面描述中使用的词语“前”、“后”、“左”、“右”、“上”和“下”指的是附图中的方向，词语“内”和“外”分别指的是朝向或远离特定部件几何中心的方向。

[0053] 实施例一

[0054] 如图1所示为本发明一种正交模耦合器，包括：矩形波导1、主波导2、侧臂匹配转换器3，所述主波导2一端为圆形波导21，所述圆形波导21通过矩圆过渡段22与所述主波导2另
一端的矩形波导1连接，所述矩圆过渡段22与所述侧臂匹配转换器3连接，所述侧臂匹配转
换器3与所述矩圆过渡段22的连接面设置有耦合槽。

[0055] 具体来说，如图1所示，主波导2一端为圆形波导21，圆形波导21作为天线口，主波导2另一端与矩形波导1连接，矩形波导1作为发射口。圆形波导21通过矩圆过渡段22与主波
导2另一端的矩形波导1连接，矩圆过渡段22与侧臂匹配转换器3连接，侧臂匹配转换器3远
离主波导2的端部为接收口30。

[0056] 优选地，正交模耦合器（简称：正交器电）性能指标如下：

[0057] （1）接收频率（GHz）；10.7‑12.8

[0058] （2）发射频率（GHz）： 13.6‑14.6

[0059] (3)端口驻波： 接收口VSWR<1.15

[0060] 发射口VSWR<1.15

[0061] (4)收发隔离（dB）>40

[0062] (5)插损：接收：<0.15dB

[0063] 发射：<0.1 dB

[0064] 本发明的正交器200主要针对侧壁耦合式结构，整体来看这是一种物理结构为三端口，电气结构为四端口的微波器件，如图2 所示。正交器的公共口为圆波导，2个简并的主
模为主电气端口201、202作为天线口，这 2个极化正交的主模信号一个传输到直口204作为
发射口，另一个传输到侧壁出口203作为接收口，从而实现正交器对正交极化信号的分离。
其中：

[0065] 天线口：与天线馈源喇叭线相连，用于正交收发信号接收与发射

[0066] 发射口：用于发射极化方向正交（接收）的信号

[0067] 接收口；用于接收极化方向正交（发射）的信号

[0068] 该正交器为三端口器件，天线口优选为Φ19圆口，接收口及发射口为标准BJ120波导口。发射部分由波导口与矩圆转换构成，接收部分由耦合槽侧臂匹配转换及波导口构成。

[0069] 天线口即圆形波导21为Φ19圆口，传输H11模，由天线口进入电磁波经矩圆转换到达发射口即矩形波导1，得到一个极化波。同时电磁波通过天线口通极化耦合槽，耦合槽及
侧臂匹配转换得到另外一个正交极化信号。

[0070] 本发明的正交器在结构上具有紧凑，简单，稳定和便于批量生产及成本低，调试简单。具有极化隔离度高，宽频带，驻波比和插入损耗小优良的电性能指标。在工程上具有广
泛应用。

[0071] 在其中一个实施例中，所述矩圆过渡段22沿所述矩形波导1向所述圆形波导21方向依次设置多阶阶梯，每一阶阶梯的长度大于下一阶阶梯的长度，每一阶阶梯的高度小于
下一阶阶梯的高度。

[0072] 对于圆波导侧壁耦合结构，直通路阶梯过渡多设计在圆波导上，在耦合口处形成的不连续截面如图3、图4a和图4b所示，其中A为波导宽边、B为波导窄边、R为圆波导半径、
L1，L2，L3，L4，L5为各级阻抗线长度、h1，h2，h3，h4，h5为各级阻抗线高度，D为正交器天线口直径。

[0073] 因此提出用下式来计算高次模激励频率fc：

[0074] fc=C*K*Umn/（π*H）SQRT(S`/S)或

[0075] fc=C*K*U`mn/（π*H）SQRT(S`/S)(1)

[0076] 式中，c为光速；k为修正系数一般取(1．01～1．03)；

[0077] H为圆波导上阶梯过渡截面高度；

[0078] S为圆波导截面面积；

[0079] S'为阶梯过渡截面面积；

[0080] Umn和Un为一阶贝赛尔函数及其倒数对应为零时的代数解；

[0081] SQRT为求开方函数。

[0082] 根据工作带宽29.7%，可以确定3阶1/4切比雪夫阶梯转换能够满足设计要求。

[0083] 对于如图5所示的3阶阶梯转换：

[0084] 矩形波导的等效阻抗为：

[0085]  Zg=b/a(SQRT(Ur/εr)*(λ/SQRT(1‑λ/λc)))  （2）

[0086] 其中：

[0087] a：接收口，发射口 波导口宽边

[0088] b：接收口，发射口 波导口窄边

[0089] Ur：相对磁导率

[0090] εr：相对介质常数

[0091] λ：设计中心频率

[0092] λc：接收，发射口截止波长

[0093] 3 阶切比雪夫阶梯阻抗匹配变换器的总反射系数为：

[0094] Γ( θ)=Ae‑3jθT3( secθmcosθ)。        (3)

[0095] 式中，

[0096] A=Γm，

[0097] secθm≈coshy[(1/3)*arcosh[|(InZ4/Z0)/2Γm|]]  （4）

[0098] 3 阶切比雪夫多项式为：

[0099] T3(secθm cosθ)=sec3θm(cos3θ+3cosθ)‑3secθmcosθ。 (5) 根据对称性有：

[0100] Γ3= Γ0， Γ2= Γ1，

[0101] InZn+1=InZm+2Γm ( n=0， 1， 2)。          (6)

[0102] 阻抗与阶梯高度的关系式为：

[0103] Zn/Z0=Hn/b。                (7)

[0104] 每一阶的长度为：

[0105] L=λLλH/ 2(λL+λH)。            ( 8)

[0106] 根据对称性有：

[0107] Γ3= Γ0， Γ2= Γ1，

[0108] InZn+1=InZm+2Γm ( n=0， 1， 2)。          (9)

[0109] 阻抗与阶梯高度的关系式为：

[0110] Zn/Z0=Hn/b。                (10)

[0111] 每一阶的长度为：

[0112] L=λLλH/ 2(λL+λH)。            ( 11)

[0113] 由式( 4) ～(10) 可以确定出阶梯阻抗匹配变换器的理论尺寸，每一阶阶梯的长度大于下一阶阶梯的长度，每一阶阶梯的高度小于下一阶阶梯的高度。其中：λL为工作频带
（设计频率）的起始频率波导波长，λH为工作频带的终止频率波导波长。

[0114] 在其中一个实施例中，所述矩圆过渡段22沿所述矩形波导1向所述圆形波导21方向依次包括第一阶阶梯221、第二阶阶梯222、第三阶阶梯223，所述第一阶阶梯221的长度为
6.1毫米，高度为10.46毫米，所述第二阶阶梯222的长度为6毫米，高度为14.6毫米，第三阶
阶梯223的长度为5.7毫米，高度为17.6毫米。

[0115] 通过优化可以确定第一阶阶梯221的长度L1为6.1毫米，H1高度为10.46毫米，所述第二阶阶梯222的长度L2为6毫米，高度H2为14.6毫米，第三阶阶梯223的长度L3为5.7毫米，
高度H3为17.6毫米。

[0116] 在其中一个实施例中，所述耦合槽的长度为13.5毫米，所述耦合槽的宽度为2.8毫米。

[0117] 考虑加工难度和Ku频段卫星通信天线常用工作带宽，放弃了方波导而选择了圆波导作为输出端口。当正交器两矩形端口微波信号传输遇到2个极化方向均不连续结构时，公
共口波导内电磁波模式设为EMW，表示为

[0118] EMW=Σm=0Σn=1TMmn+Σm=0Σn=1TEm（n 12）

[0119] 从而可得圆波导第1高次模为TM01模，其截止波长为λc=2．62r；第2高次模为TE21模，其截止波长为λc=2．064r；第3高次模为TE01模，其截止波长为λc=1．64r。而公共圆波导口径的选取一般希望在工作带宽内只能传输基模TE11模，由传输线理论可知，圆波导半径r需要满足下式要求：

[0120] (λmin/3.41)

[0121] 另外考虑圆波导工作频率一般相对其截止频率有5%的余量，即满足下式：

[0122] fmin≥ kfc。 (14)，其中：

[0123] fmin：设计频率低端频率；

[0124] K：修正系数（一般为1.05）；

[0125] fc：圆波导主模截止频率。

[0126] 因此，主模工作频率带宽为21．4%，而为了覆盖Ku收发全频带，正交器的相对带宽需达到28%，因此对于非对称结构直通路势必产生高次模谐振。另外综合项目天线喇叭设计
需求，初始考虑选取圆波导半径r=9.5mm。

[0127] 首先设计直通路阻抗变换段，根据经验选取二节阻抗变换即可满足要求，初始阶梯参数如图4c和图4d所示，其中H0’=19.05mm，H1’=11.8mm，H2’=15.3mm，H3’=18.3mm。此时需要计算高次模谐振频率，确定可用工作带宽。由式（1）得出各高次模激励频率如表1所示。

[0128] 表 1各阶梯对应不同模式的激励频率GHz

[0129] 模式 TM01 TE21 TE01H0' = 2r H1' = 11.8 13．86 15．49 17．6 19．67 22．09 24．68
H2' = 15.3 18．17 23．07 28．95
H3' =18.3 20．24 25．7 32．25  

[0130] 经统计发现该公式计算的谐振频率和仿真值的误差与各阶梯截面的不圆度和高次模阶数成正比，而影响设计的较低次谐振频率主要为紧邻耦合口处的阶梯和圆波导交接
引起的不连续激励起的低阶高次模谐振。仿真得到的直通路传输损耗曲线如图6所示，可见
在最先激励的低阶高次模造成的损耗尖峰所在频率和计算结果吻合良好，偏移误差小于
2%。同时可见在TM01模第一次谐振频率略高于Ku卫星通信发射频率13.75GHz。

[0131] 圆波导侧臂耦合孔处的微波场非常复杂，需要通过大量的电磁场理论计算才能得到一个大概值。为了便于工程实践的应用，一般采用经验公式确定孔的尺寸。矩形波导中波
导波长计算公式为

[0132] λg= λ/(SQRT(1‑λc^2))

[0133] λ：中心频率自由空间波长

[0134] λc波导截止波长

[0135] 工作频带中心频率 f0=12.625GHz，对应的波导波长为：

[0136] λg0=33.84 mm。

[0137] 耦合孔长度d，宽度w与中心频率波导波长之间的关系为：d=(0.3～0.4)λg0；w=(0.1～0.2)λg0，其中：

[0138] d：耦合槽长度w：耦合槽宽度

[0139] 选择几组d，w值，在HFSS中建模仿真后，确定为：d=13.5mm，w=2.8mm。耦合孔处方波导壁厚对于接收端口的电性能很大影响，由于正交器采用压铸成形，选择厚度为5mm比较合
适。根据对称性原理，耦合孔的中心点位置选择在圆波导侧壁的Z方向的中心线上，可以通
过仿真优化确定一个最理想的位置。

[0140] 在其中一个实施例中，所述矩圆过渡段22与所述耦合槽对应位置开设有沿所述主波导2延伸方向的极化槽23。

[0141] 现有的正交器通常采用极化栅片及栅柱方式实现极化信号隔离，这两种结构方式不利于压铸成形，并且电性能及稳定，工作频带窄，只有在天线口及接收口波导加载调配装
置，才能实现各端口匹配。调试工作量大，极化隔离低。

[0142] 为了避免这种现象，本实施例在阶梯与耦合槽对应位置加载纵向极化槽纵向槽宽度与耦合槽一致，极化偏心距离PX，极化长度CL，极化槽高度CH，由仿真优化确定。

[0143] 在其中一个实施例中，所述极化槽23的极化偏心距离为9.4毫米、极化长度为11.95毫米、极化槽高度为4.22毫米、极化槽宽度为2.62毫米。

[0144] 如图7和图8所示，极化偏心距离PX为9.4mm，极化槽23沿主波导2延伸方向的极化长度CL为11.95mm，极化槽23沿矩形波导1的波导短边方向的极化槽高度CH为4.22mm，极化
槽23沿矩形波导1的波导长边方向的极化槽宽度CW为2.62mm。

[0145] 在其中一个实施例中，所述侧臂匹配转换器3沿所述主波导2向远离所述主波导2的接收口30方向依次设置多节阻抗段，每一节阻抗段的长度小于下一节阻抗段的长度，每
一节阻抗段的高度小于下一节阻抗段的高度，每一节阻抗段的宽度小于下一节阻抗段的宽
度。

[0146] 为了实现宽带匹配及易于压铸成型，采用1/4波长阶梯阻抗变换器，以实现耦合槽到标准波导匹配。

[0147] 最平坦变换器衰减特性是：

[0148] LA=10lg(1+εrx2n)=10lg[1+εr(cosθ/u0)2n]     （15）

[0149] εr：相对介电常数

[0150] n： 阻抗级数

[0151] 在带边w1上，x=1，cosθ1=u0，由此得到：

[0152] u0=cosθ1=cos(λg0/λg1)=sin[(π/4)wq]

[0153] 式中 λg0；中心频率波导波长

[0154] λg1： 设计起始频率波导波长

[0155] Wq： 相对波导波长带宽

[0156] 同时阻抗变换器在工作频带内的最大衰减，也就是带边长衰减，即

[0157] LAr=10lg(1+εr)

[0158] εr=10LAr/10‑1                    （16）

[0159] 另一方面，工作频带内的最大衰减LAr与输入电压验波比Pr之间的关系是

[0160] LAr=10lg[(Pr+1)2/(4Pr)]=10lg[1+(Pr‑1)2/(4Pr)] （17）由式（16）与式（17）得出[0161] εr=10LAr/10‑1=(Pr+1)2/(4Pr)                          （18）

[0162] 在w=0上，x=1/u0，此时变换器不起作用，输入电压验波比等于阻抗变化表，这是阻抗变换器在全频带内达到最大输入电压验波比。相应最大衰减是

[0163] LAax=10lg[1+εr(1/u0)2n]=10lg[1+εa]                   （19）

[0164] 另一方面，阻抗变换器所能达到最大衰减与输入电压验比R关系是

[0165] LAax=10lg[1+(R‑1)2/(4R)]                          （20）

[0166] 其中：

[0167] R=Zi*Zn‑i+1；

[0168] Zi：阶梯对应阻抗

[0169] 由式（19）和20得到

[0170] εa=(R‑1)2/(4R)=εr/(u02n)

[0171] u02n=εr/εa                                                                                 （21）[0172] 由此可以求出阻抗变换器节数n=(lgεr‑lgεa)/(2lgu0)   （22）

[0173] 在设计阶梯阻抗变换器，通常给定技术指标Wq，R，Pr以及中心频率，它的设计公式可以归结为：

[0174] u0=sin[(π/4)wq]

[0175] εr=(Pr‑1)2/(4Pr)

[0176] εa=(R‑1)2/(4R)

[0177] n=(lgεr‑lgεa)/(2lgu0)                            （23）

[0178] 在式（15）中，已知εr、u0、n即可进行综合。综合时，先把LA化成S=jtgθ的函数，然后按S的网络方法进行综合：

[0179] cosθ=1/secθ=1/SQRT(1+tg2θ)=1/SQRT(1‑S2)         （24）

[0180] 代入式（15）中得到：

[0181] LA=10lg[1+εr(cosθ/u0)2n]=10lg[1+εa/(1‑S2)n]         （25）

[0182] 式中：LA：阶梯变换器衰减量

[0183] 于是传输系数和反射数Γ是

[0184] 1/(τ2)=1+εa/[(1‑S2)n]或|Γ|2=(1‑S2)n/[(1‑S2)n+εa]

[0185] |Γ|2=1‑|τ|2=εa/[(1‑S2)n+εa]                       （26）

[0186] 由|Γ|2求Γ后，即可得到输入阻抗模是

[0187] Zin(S)=[Q(S)‑P(S)]/[Q(S)+P(S)]

[0188] 然后应用理查得定理，从Zi（n S）中每移一个单位元件，即可得出一节1/4波长线及其特征阻抗，于是最平坦变换综合出来。考虑到网络的反对称性，综合时只须综合一般，另
一半由反对称关系ZiZn‑i+1=R求得。

[0189] 最终，计算出在所需频率10.7‑12.8Ghz范围内，叁节阻抗变换器能够实现很好匹配。

[0190] 在其中一个实施例中，所述侧臂匹配转换器3沿所述主波导2向远离所述主波导2的接收口30方向依次设置第一节阻抗段31、第二节阻抗段32、第三节阻抗段33，所述第一节
阻抗段31的长度CL1为14.6毫米、宽度W1为2.62毫米、高度L1为4.7毫米，所述第二节阻抗段
32的长度CL2为18.5毫米、宽度W2为3.4毫米、高度L2为6.8毫米，所述第三节阻抗段33的长
度CL3为18.88毫米、宽度W3为6.46毫米、高度L3为8.7毫米。

[0191] 如图9a和9b所示，经过HFSS优化，得到最终尺寸：

[0192] CL1= 14.6mm CL2=18.5mm CL3=18.88mm

[0193] W1=2.62mm W2=3.4mm W3=6.46mm

[0194] L1=4.7mm L2=6.8mm L3=8.7mm。

[0195] 其中各节阻抗段的长度为图9a、9b中的X方向，宽度为Y方向，高度为Z方向。

[0196] 实施例二

[0197] 如图10所示为本发明一种如前所述的正交模耦合器的设计方法的工作流程图，包括：

[0198] 步骤S1001，根据工作频带，确定所述圆形波导21的理论直径；

[0199] 步骤S1002，根据工作频带确定所述耦合槽的理论尺寸；

[0200] 步骤S1003，根据工作频带确定矩圆过渡段22的理论尺寸；

[0201] 步骤S1004，确定所述侧臂匹配转换器3的理论尺寸；

[0202] 步骤S1005，基于所述圆形波导21的直径、所述耦合槽的理论尺寸、所述矩圆过渡段22的理论尺寸、以及所述侧臂匹配转换器3的理论尺寸，建立三维仿真模型，通过优化得
到最佳结构尺寸。

[0203] 具体来说，正交器的公共耦合部分对阻抗匹配和隔离性能的影响较大，特别是耦合单元对高次模的激励，这些高次模直接影响天线的辐射方向图，特别是交叉极化方向图，
经验上设计师可通过控制公共耦合结构截面尺寸或利用对称的分支结构来改善对天线方
向图的影响，利用侧壁耦合口对称加载结构，通过高次模反相迭加的原理来抑制圆波导里
的TM01和TE21模，解决了宽带工作情况下，直通路端口在高频段的高次模谐振问题。

[0204] 对于侧壁耦合式正交器而言，工程应用中多为中等以下带宽，主波导和矩形波导里一般只传输基模TE11模和TE10模。虽然在局部耦合不连续处仍会激励起不希望产生的特
定高次模，但只要高次模的谐振频率高于工作频率上限或在工作带宽外，不会对设计产生
影响。因此，当工作带宽较窄，为节约加工成本采用传统非对称结构进行设计时，确定高次
模的激励频率显得至关重要。合理利用高次模和调整高次模谐振频率能够有效改善天线系
统和微波元器件的电气性能，通过控制馈源喇叭内高次模的激励实现了对馈源交叉极化和
方向图的改善。在此放弃传统模式匹配法和等效电路法，选择利用分析高次模谐振频率的
方法来研究设计侧壁耦合式正交器。该方法通过确定高次模谐振频率，可以方便地分析正
交器的工作带宽，尤其是对于收发双频工作的元器件，通过避开或调整谐振频率，可以有效
提高其相对带宽。

[0205] 免调试紧凑型正交器设计

[0206] 工程应用中，关于侧壁耦合式正交器的设计主要追求的是高隔离、低驻波、小型化和低成本。传统工程使用的侧壁耦合正交器结构简单，加工成本低，但尺寸大，指标差，基本
依靠后期调谐螺钉和主波导栅片进行阻抗匹配，工作量较大。但这种简单结构侧壁耦合口
多处于均匀连续性结构处，可用传统的模式匹配法和等效电路法进行分析设计。而为了实
现免调式和小型化的设计目标，在此采用了阶梯过渡和场耦合一体化混合设计，设计结构
如图1所示，可见该双工器耦合口单元尺寸在2个正交极化方向均不连续，传统模式匹配法
和等效电路方法处理困难，选用基于有限积分法的CST对正交器结构进行仿真设计。

[0207] 该正交器为三端口器件，天线口直径19毫米，接收口及发射口为标准BJ120波导口。发射部分是有波导口与矩圆转换构成，接收部分由耦合槽侧臂匹配转换及波导口构成。

[0208] 天线口为Φ19圆口，传输H11模，由天线口进入电磁波经矩圆转换到达发射口，得到一个极化波。同时电磁波通过天线口通极化耦合槽，耦合槽及侧臂匹配转换得到另外一
个正交极化信号。

[0209] 设计目的，使天线口与发射口，接收口，都具有良好匹配，同时必须保证发射口和接收口具有良好隔离度。此器件设计重点耦合槽位置，耦合槽长宽度，耦合壁厚。发射口矩
圆转换设计，极化耦合槽及接收口侧臂匹配转换设计。由于此器件要批量化生产，各部位设
计要符合压铸抽芯结构设计（这是此正交器设计重点与难点）。针对以上设计要求，设计按
以下10个步骤完成：

[0210] 1）圆波导口径确定，必须能够保证在频率；10.6‑14.6GHz内只能H11单模传输。

[0211] 2）发射口与天线口之间圆转换设计

[0212] 3）耦合槽设计

[0213] 4）耦合口与接收口之间侧臂匹配转换设计

[0214] 5）根据初步理论设计，在HFSS中建立参数化模型。优化个关键部位尺寸，得到最优化电性能指标。

[0215] 6）工程化优化，根据压铸成型及抽芯要求，依据仿真模型对内腔工程化仿真（在内腔增加拔模斜度）

[0216] 7）根据工程仿真模型进一步设计符合实际应用实体叁维模型。

[0217] 8）利用CST验证仿真实体三维模型所能实现电能指标。

[0218] 9）按验证好三维实体模型进行精密加工验证。

[0219] 10）设计压铸模，进行压铸验证。

[0220] 本实施例通过设计理论值并进行优化，得到良好的设计参数。

[0221] 在其中一个实施例中：

[0222] 所述根据工作频带确定所述耦合槽的理论尺寸，具体包括：

[0223] 计算工作频带中心频率的对应波导波长λg0，计算耦合槽的理论长度d=(0.3～0.4) λg0，耦合槽的理论宽度w=(0.1～0.2) λg0；

[0224] 所述矩圆过渡段22沿所述矩形波导1向所述圆形波导21方向依次设置多阶阶梯，所述根据工作频带确定矩圆过渡段22的理论尺寸，具体包括：

[0225] 确定每一阶阶梯的理论长度为L=λLλH/ 2( λL+λH)，其中：λL为工作频带的起始频率波导波长，λH为工作频带的终止频率波导波长。

[0226] 得到每一阶阶梯的理论长度后，通过优化，可以确定第一阶阶梯221的长度L1为6.1毫米，H1高度为10.46毫米，所述第二阶阶梯222的长度L2为6毫米，高度H2为14.6毫米，
第三阶阶梯223的长度L3为5.7毫米，高度H3为17.6毫米。

[0227] 作为本发明最佳实施例，采用前述参数建立正交器整体模型，如图11所示为发射端口的回波损耗仿真，图12为接收端口的回波损耗仿真，图13为天线口在垂直极化（模式1） 
回波损耗仿真，图14为天线口在垂直极化（模式2） 回波损耗仿真，图15为发射端口‑接收端
口的插损仿真。可以看出仿真结构符合设计要求。

[0228] 建立如图16所示的工程化三维实体模型，用CST 对工程化实体模型仿真验证。

[0229] 图17所示为三维实体模型发射端口的回波损耗，图18为三维实体模型接收端口的回波损耗，图19为三维实体模型天线口在垂直极化（模式1） 回波损耗，图20为三维实体模
型天线口在垂直极化（模式2） 回波损耗，图21为三维实体模型天线端口‑接收端口的插损，
图22为三维实体模型天线端口‑发射端口的插损，图23为三维实体模型接收端口‑发射端口
的插损。从实体模型仿真结构看。工程化实体模型完全能够设计要求，达到设计效果。能够
实现批量生产设计。

[0230] 根据实体工程化三维实体模型，进行压铸成型模设计，压铸模完成后，首批50件样件进行电性能测试，测试数据50件全部满足电性能指标要求，完全达到工程化批量生产要
求。

[0231] 本实施例在理论分析计算的基础上，使用HFSS/CST仿真软件，设计出一种新型宽频带Ku频段波导型正交模耦合器，仿真结果与实测结果吻合，经过简单调试后获得了很好
的性能。证明了这种设计方法具有简单、高效的特点，设计方案是可行的。

[0232] 以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员
来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保
护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。