一种自激式Buck变换器

摘要

本发明提供了一种自激式Buck变换器，包括主拓扑电路、自激振荡电路、过流保护电路及输出电压控制电路，所述主拓扑电路的输入端与所述过流保护电路的输入端连接，所述过流保护电路的输出端与所述自激振荡电路的输入端连接，所述自激振荡电路的输出端与所述主拓扑电路的输出端连接，所述主拓扑电路的输出端与所述自激振荡电路之间设有所述输出电压控制电路，所述过流保护电路与所述自激振荡电路之间设有PNP型三极管Q1。本发明提供的自激式变换器无需采用专门的控制芯片提供额外的振荡频率，电路结构简单，摆脱了控制芯片工作电压范围的限制，可以在较高输入电压或较低输入电压的条件下工作，转换的效率更高。

权利要求

1.一种自激式Buck变换器，其特征在于，包括主拓扑电路、自激振荡电路、过流保护电路及输出电压控制电路，所述主拓扑电路的输入端与所述过流保护电路的输入端连接，所述过流保护电路的输出端与所述自激振荡电路的输入端连接，所述自激振荡电路的输出端与所述主拓扑电路的输出端连接，所述主拓扑电路的输出端与所述自激振荡电路之间设有所述输出电压控制电路，所述过流保护电路与所述自激振荡电路之间设有PNP型三极管Q1；

所述主拓扑电路包括输入电容Cin、输出电容Cout、PNP型三极管Q1、二极管D1及电感L1，所述自激振荡电路包括电阻R1、NPN型三极管Q2及电阻R4，所述输出电压控制电路包括NPN型三极管Q4、电阻R5及稳压二极管Dz，所述过流保护电路包括电阻R2、电阻R3及PNP型三极管Q3，所述输入电容Cin的一端与输入电压Vin连接，所述输入电容Cin的另一端接地，所述电阻R2的一端与所述输入电压Vin连接，所述电阻R2的另一端与所述PNP型三极管Q1的发射极连接，所述PNP型三极管Q1的集电极与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与输出电压Vout连接，所述PNP型三极管Q3的发射极与所述输入电压Vin连接，所述PNP型三极管Q3的集电极与所述电阻R1的一端连接，所述电阻R1的另一端接地，所述电阻R3的一端与所述电阻R2的另一端连接，所述电阻R3的另一端与所述PNP型三极管Q3的基极连接，所述PNP型三极管Q3的基极与所述NPN型三极管Q4的集电极连接，所述NPN型三极管Q4的发射极与所述电阻R5的一端连接，所述电阻R5的另一端与所述稳压二极管Dz的负极连接，所述稳压二极管Dz的正极接地，所述NPN型三极管Q4的基极与所述输出电压Vout连接，所述电阻R1的一端与所述PNP型三极管Q1的基极连接，所述PNP型三极管Q1的基极与所述NPN型三极管Q2的集电极连接，所述NPN型三极管Q2的发射极与所述电阻R4的一端连接，所述电阻R4的另一端接地，所述NPN型三极管Q2的基极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的负极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的正极接地，所述输出电容Cout的一端与所述电感L1的另一端连接，所述输出电容Cout的另一端接地。

说明书

一种自激式Buck变换器

技术领域

[0001] 本发明属于电源变换器领域，尤其涉及一种自激式Buck变换器。

背景技术

[0002] 电子设备内部存在着大量的电子元器件，这些电子元器件需要可靠的供电才能正常发挥作用，为这些电子元器件供电的辅助电源就格外重要。例如在光伏发电、风力发电、电动汽车等新能源领域以及卫星、飞船等航天领域，核心数字控制芯片的单片机、DSP、FPGA等电子元件通常具需要高稳定性、高转换效率的辅助电源为其供电。这些辅助电源电路将设备输入端的高电压转换为控制芯片需要的低电压。目前常用的辅助电源供电电路总体上可以分为两种方案，一种是线性电源方案，一种是开关电源方案。线性电源方案由于其转换效率低、发热严重，仅在输出功率较小的辅助电源中得到应用。随着各种电子芯片和设备性能的不断提高，其功耗也越来越大，转换效率较高的开关电源方案越来越多的应用在大功率输出的辅助电源方案中。这些电源变换方案通常是依托于专属的电源控制芯片实现的，这类芯片的工作电压范围通常较为固定、成本较高、购货渠道单一。而在新能源或航空航天领域，供电电压的变化范围通常较大，对电源变换器的成本、可靠性要求也较高，专属电源控制芯片的缺点这也制约了整个电源变换器的设计、成本和生产周期。因此，不依赖于专属控制芯片的自激式电源变换器越来越受到青睐。

[0003] 在现有技术中多数采用自激Buck电路实现高电压与低电压的转换，发明专利（CN103441672A）给出了一种基于辅助绕组式采样电路的自激Buck电路，该发明专利采用在滤波电感上增加辅助绕组的方式实现对Buck电流的采样，获得了更好的效率指标，但是该方案所用的元器件较多，成本较高。发明专利（CN106300962A）给出了一种自供电控制电路，为开关电源中的驱动控制电路供电。该专利的内容聚焦于供电电路，不涉及电源的控制功能。发明专利（CN101282083B）给出了一种Buck驱动电路，该专利聚焦于Buck驱动电路，通过使用自举升压的方式解决以往驱动方案的不足。这两种方案更多的应用于他励式开关电源的方案。此外，还有基于线性电源控制芯片实现的开关电源方案，为采用LM37HV芯片实现的Buck电源变换器，不过该方案仍然需要借助专属芯片。

发明内容

[0004] 本发明的目的在于提供一种自激式Buck变换器，旨在解决现有的自己Buck电路高成本且转换效率低的问题。

[0005] 本发明是这样实现的，一种自激式Buck变换器，包括主拓扑电路、自激振荡电路、过流保护电路及输出电压控制电路，所述主拓扑电路的输入端与所述过流保护电路的输入端连接，所述过流保护电路的输出端与所述自激振荡电路的输入端连接，所述自激振荡电路的输出端与所述主拓扑电路的输出端连接，所述主拓扑电路的输出端与所述自激振荡电路之间设有所述输出电压控制电路，所述过流保护电路与所述自激振荡电路之间设有PNP型三极管Q1。

[0006] 本发明的进一步技术方案是：所述主拓扑电路包括输入电容Cin、输出电容Cout、PNP型三极管Q1、二极管D1及电感L1，所述自激振荡电路包括电阻R1、NPN型三极管Q2及电阻R4，所述输出电压控制电路包括NPN型三极管Q4、电阻R5及稳压二极管Dz，所述过流保护电路包括电阻R2、电阻R3及PNP型三极管Q3，所述输入电容Cin的一端与输入电压Vin连接，所述输入电容Cin的另一端接地，所述电阻R2的一端与所述输入电压Vin连接，所述电阻R2的另一端与所述PNP型三极管Q1的发射极连接，所述PNP型三极管Q1的集电极与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与输出电压Vout连接，所述PNP型三极管Q3的发射极与所述输入电压Vin连接，所述PNP型三极管Q3的集电极与所述电阻R1的一端连接，所述电阻R1的另一端接地，所述电阻R3的一端与所述电阻R2的另一端连接，所述电阻R3的另一端与所述PNP型三极管Q3的基极连接，所述PNP型三极管Q3的基极与所述NPN型三极管Q4的集电极连接，所述NPN型三极管Q4的发射极与所述电阻R5的一端连接，所述电阻R5的另一端与所述稳压二极管Dz的负极连接，所述稳压二极管Dz的正极接地，所述NPN型三极管Q4的基极与所述输出电压Vout连接，所述电阻R1的一端与所述PNP型三极管Q1的基极连接，所述PNP型三极管Q1的基极与所述NPN型三极管Q2的集电极连接，所述NPN型三极管Q2的发射极与所述电阻R4的一端连接，所述电阻R4的另一端接地，所述NPN型三极管Q2的基极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的负极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的正极接地，所述输出电容Cout的一端与所述电感L1的另一端连接，所述输出电容Cout的另一端接地。

[0007] 本发明的进一步技术方案是：所述主拓扑电路包括输入电容Cin、输出电容Cout、PNP型三极管Q1、二极管D1及电感L1，所述自激振荡电路包括电阻R1、NPN型三极管Q2及电阻R2，所述输出电压控制电路包括电阻R3及稳压二极管Dz，所述输入电容Cin的一端与输入电压Vin连接，所述输入电容Cin的另一端接地，所述电阻R1的一端与所述输入电压Vin连接，所述电阻R1的另一端与所述NPN型三极管Q2的基极连接，所述电阻R1的一端与所述PNP型三极管Q1的发射极连接，所述PNP型三极管Q1的集电极与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与输出电压Vout连接，所述PNP型三极管Q1的基极与所述NPN型三极管Q2的集电极连接，所述NPN型三极管Q2的发射极与所述输出电压Vout连接，所述NPN型三极管Q2的基极与所述电阻R3的一端连接，所述电阻R3的另一端与所述稳压二极管Dz的负极连接，所述稳压二极管Dz的正极接地，所述电阻R2的一端与所述PNP型三极管Q1的集电极连接，所述电阻R2的另一端与所述电阻R3的一端连接，所述二极管D1的负极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的正极接地，所述输出电容Cout的一端与所述电感L1的另一端连接，所述输出电容Cout的另一端接地。

[0008] 本发明的进一步技术方案是：所述主拓扑电路包括输入电容Cin、输出电容Cout、PNP型三极管Q1、二极管D1及电感L1，所述自激振荡电路包括电阻R1、NPN型三极管Q2及电阻R2，所述输出电压控制电路包括电阻R3及稳压二极管Dz，所述过流保护电路包括电阻R4及PNP型三极管Q3，所述输入电容Cin的一端与输入电压Vin连接，所述输入电容Cin的另一端接地，所述电阻R1的一端与所述输入电压Vin连接，所述电阻R1的另一端与所述NPN型三极管Q2的基极连接，所述电阻R1的一端与所述电阻R4的一端连接，所述电阻R4的另一端与所述PNP型三极管Q1的发射极连接，所述PNP型三极管Q1的集电极与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与输出电压Vout连接，所述PNP型三极管Q1的基极与所述NPN型三极管Q2的集电极连接，所述PNP型三极管Q3的发射极与所述电阻R1的一端连接，所述PNP型三极管Q3的集电极与所述PNP型三极管Q1的基极连接，所述PNP型三极管Q3的基极与所述电阻R4的另一端连接，所述NPN型三极管Q2的发射极与所述输出电压Vout连接，所述NPN型三极管Q2的基极与所述电阻R3的一端连接，所述电阻R3的另一端与所述稳压二极管Dz的负极连接，所述稳压二极管Dz的正极接地，所述电阻R2的一端与所述PNP型三极管Q1的集电极连接，所述电阻R2的另一端与所述电阻R3的一端连接，所述二极管D1的负极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的正极接地，所述输出电容Cout的一端与所述电感L1的另一端连接，所述输出电容Cout的另一端接地。

[0009] 本发明的进一步技术方案是：所述主拓扑电路包括输入电容Cin、输出电容Cout、PNP型三极管Q1、二极管D1及电感L1，所述自激振荡电路包括电阻R1、NPN型三极管Q2及电阻R2，所述输出电压控制电路包括电阻R3、稳压二极管Dz、电阻R4及NPN型三极管Q4，所述输入电容Cin的一端与输入电压Vin连接，所述输入电容Cin的另一端接地，所述电阻R1的另一端与所述NPN型三极管Q2的基极连接，所述电阻R1的一端与所述PNP型三极管Q1的发射极连接，所述PNP型三极管Q1的集电极与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与输出电压Vout连接，所述PNP型三极管Q1的基极与所述NPN型三极管Q2的集电极连接，所述NPN型三极管Q2的发射极与所述输出电压Vout连接，所述NPN型三极管Q2的基极与所述电阻R3的一端连接，所述电阻R3的另一端与所述NPN型三极管Q4的集电极连接，所述NPN型三极管Q4的发射极接地，所述NPN型三极管Q4的基极与所述稳压二极管Dz的正极连接，所述稳压二极管Dz的负极与所述输出电压Vout连接，所述电阻R4的一端与所述NPN型三极管Q4的基极连接，所述电阻R4的另一端与所述NPN型三极管Q4的发射极连接，所述二极管D1的负极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的正极接地，所述输出电容Cout的一端与所述电感L1的另一端连接，所述输出电容Cout的另一端接地。

[0010] 本发明的有益效果是：本发明提供的自激式变换器无需采用专门的控制芯片提供额外的振荡频率，电路结构简单，成本低，摆脱了控制芯片工作电压范围的限制，可以在较高输入电压或较低输入电压的条件下工作，转换的效率更高。

附图说明

[0011] 图1是本发明提供的自激式Buck变换器的第一种实施电路；

[0012] 图2是本发明提供的第一种实施电路的工作状态波形图；

[0013] 图3是本发明提供的自激式Buck变换器的第二种实施电路；

[0014] 图4是本发明提供的自激式Buck变换器的第三种实施电路；

[0015] 图5是本发明提供的自激式Buck变换器的第四种实施电路。

具体实施方式

[0016] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。

[0017] 本发明提供的一种自激式Buck变换器，包括主拓扑电路、自激振荡电路、过流保护电路及输出电压控制电路，所述主拓扑电路的输入端与所述过流保护电路的输入端连接，所述过流保护电路的输出端与所述自激振荡电路的输入端连接，所述自激振荡电路的输出端与所述主拓扑电路的输出端连接，所述主拓扑电路的输出端与所述自激振荡电路之间设有所述输出电压控制电路，所述过流保护电路与所述自激振荡电路之间设有PNP型三极管Q1。

[0018] 图1示出了本发明的一种实施例，所述主拓扑电路包括输入电容Cin、输出电容Cout、PNP型三极管Q1、二极管D1及电感L1，所述自激振荡电路包括电阻R1、NPN型三极管Q2及电阻R4，所述输出电压控制电路包括NPN型三极管Q4、电阻R5及稳压二极管Dz，所述过流保护电路包括电阻R2、电阻R3及PNP型三极管Q3，所述输入电容Cin的一端与输入电压Vin连接，所述输入电容Cin的另一端接地，所述电阻R2的一端与所述输入电压Vin连接，所述电阻R2的另一端与所述PNP型三极管Q1的发射极连接，所述PNP型三极管Q1的集电极与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与输出电压Vout连接，所述PNP型三极管Q3的发射极与所述输入电压Vin连接，所述PNP型三极管Q3的集电极与所述电阻R1的一端连接，所述电阻R1的另一端接地，所述电阻R3的一端与所述电阻R2的另一端连接，所述电阻R3的另一端与所述PNP型三极管Q3的基极连接，所述PNP型三极管Q3的基极与所述NPN型三极管Q4的集电极连接，所述NPN型三极管Q4的发射极与所述电阻R5的一端连接，所述电阻R5的另一端与所述稳压二极管Dz的负极连接，所述稳压二极管Dz的正极接地，所述NPN型三极管Q4的基极与所述输出电压Vout连接，所述电阻R1的一端与所述PNP型三极管Q1的基极连接，所述PNP型三极管Q1的基极与所述NPN型三极管Q2的集电极连接，所述NPN型三极管Q2的发射极与所述电阻R4的一端连接，所述电阻R4的另一端接地，所述NPN型三极管Q2的基极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的负极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的正极接地，所述输出电容Cout的一端与所述电感L1的另一端连接，所述输出电容Cout的另一端接地。

[0019] 当给此电路的输入端加入Vin电压后，所述PNP型三极管Q1通过所述电阻R1导通，所述PNP型三极管Q1的集电极电压逐渐升高，所述NPN型三极管Q2的基极电压逐渐升高。所述NPN型三极管Q2开始导通，这进一步提升了所述PNP型三极管Q1的基极电流，加速了所述PNP型三极管Q1的导通。当所述NPN型三极管Q2饱和导通后，所述PNP型三极管Q1的基极电流达到最大值，而流经所述PNP型三极管Q1的电流受Buck主拓扑的所述电感L1的控制逐渐升高。所述PNP型三极管Q1由线性区快速进入饱和区。此过程中所述PNP型三极管Q1导通，输入电压Vin对所述电感L1及电容Cout充电，对负载供电。所述电感L1的电流增加，所述电容Cout的电压增加。此过程对应Buck拓扑主开关导通的工作状态。当所述PNP型三极管Q1的集电极电流逐渐升高后，所述PNP型三极管Q1又进入线性区，所述PNP型三极管Q1的集电极电压开始降低，导致所述NPN型三极管Q2的基极电流降低，进一步又引起所述PNP型三极管Q1的基极电流降低。形成正反馈作用，所述PNP型三极管Q1由于基极电流快速下降而从线性区进入截止区而关闭。与此同时，由于所述电感L1的电流不能突变，其一部分流经所述PNP型三极管Q1的电流逐渐减小，剩余的电流通过所述二极管D1进行续流，这会进一步拉低所述PNP型三极管Q1的集电极电压，从而加速了所述NPN型三极管Q2和所述PNP型三极管Q1的关断时间。之后，所述PNP型三极管Q1完全关闭，所述二极管D1对所述电感L1的电流续流，此过程对应Buck拓扑主开关断开的工作状态。在此状态下，所述PNP型三极管Q1关闭，所述电感L1通过所述二极管D1续流，电流下降。所述电感L1及电容Cout共同为负载供电，Cout电压下降。

[0020] 所述图2示出了图1的实施例在所述输入电压Vin加入电路后，所述PNP型三极管Q1的集电极和发射极之间的压降VCE(Q1)，集电极对地电压VC(Q1)以及所述电感L1的电流IL的详细波形。上述的两个工作状态构成了Buck变换器一个开关周期内的两种工作状态，分别对应图2中的TON和TOFF。对于本发明专利所提出的方案，只要加入一个输入电压，该方案电路就可以自行启动，并且按照一定的开关频率进行自激振荡工作，为用电设备供电。开关频率受电路参数、输入电压值、负载大小的影响，随这些参数的变化而变换。

[0021] 在此基础上进一步加入过流保护电路和输出电压控制电路可以完善变换器的功能。通过加入所述电阻R2、所述电阻R3及PNP型三极管Q3可以引入过流保护电路，所述电阻R2作为电流检测电阻，与所述PNP型三极管Q1串联。流经所述电阻R2的电流与流经所述PNP型三极管Q1的电流一致，也就是整个电路的输入电流，当输入电流过大时，所述电阻R2两端的电压就会增加，引起所述PNP型三极管Q3的导通，从而提高所述PNP型三极管Q1的基极电压，使得所述PNP型三极管Q1关闭，起到了输入过流保护的作用。

[0022] 所述NPN型三极管Q4、电阻R5及稳压二极管Dz构成了输出电压反馈控制电路。当输出电压达到一定数值后，所述稳压二极管Dz会击穿，所述NPN型三极管Q4饱和导通。从而将所述PNP型三极管Q3的电压拉低，与过流保护一样，会提高所述PNP型三极管Q1的基极电压，使得所述PNP型三极管Q1关闭，输出电压停止上升。此后，所述电感L1及电容Cout为负载供电，输出电压降低。而当输出电压下降一定幅度之后，所述稳压二极管Dz截止，所述NPN型三极管Q4关闭。所述PNP型三极管Q1重新自激启动。通过加入输出电压反馈控制电路，使得输出电压Vout在一定幅度内稳定，达到了输出稳压控制的效果。

[0023] 图3示出了本发明的另一种实施例，所述主拓扑电路包括输入电容Cin、输出电容Cout、PNP型三极管Q1、二极管D1及电感L1，所述自激振荡电路包括电阻R1、NPN型三极管Q2及电阻R2，所述输出电压控制电路包括电阻R3及稳压二极管Dz，所述输入电容Cin的一端与输入电压Vin连接，所述输入电容Cin的另一端接地，所述电阻R1的一端与所述输入电压Vin连接，所述电阻R1的另一端与所述NPN型三极管Q2的基极连接，所述电阻R1的一端与所述PNP型三极管Q1的发射极连接，所述PNP型三极管Q1的集电极与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与输出电压Vout连接，所述PNP型三极管Q1的基极与所述NPN型三极管Q2的集电极连接，所述NPN型三极管Q2的发射极与所述输出电压Vout连接，所述NPN型三极管Q2的基极与所述电阻R3的一端连接，所述电阻R3的另一端与所述稳压二极管Dz的负极连接，所述稳压二极管Dz的正极接地，所述电阻R2的一端与所述PNP型三极管Q1的集电极连接，所述电阻R2的另一端与所述电阻R3的一端连接，所述二极管D1的负极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的正极接地，所述输出电容Cout的一端与所述电感L1的另一端连接，所述输出电容Cout的另一端接地。

[0024] 当所述输入电压Vin接入电路后，所述NPN型三极管Q2通过启动所述电阻R1启动导通工作，从而使得所述PNP型三极管Q1导通。所述PNP型三极管Q1导通后其集电极电压逐渐升高，所述电阻R2形成正反馈，加大了所述NPN型三极管Q2的基极电流，使得所述NPN型三极管Q2及PNP型三极管Q1都加速导通。所述PNP型三极管Q1从线性区进入饱和区。所述输入电压Vin为所述电感L1及输出电容Cout充电，并为负载供电。Buck变换器拓扑处于主开关导通工作状态。当流经所述PNP型三极管Q1的电流增大到一定程度之后，所述PNP型三极管Q1重新回到线性区。所述PNP型三极管Q1的集电极电压降低，所述电阻R2形成正反馈，使得流经所述NPN型三极管Q2基极的电流减小，所述NPN型三极管Q2与所述PNP型三极管Q1逐步关闭。二极管D1开始续流。使得Q1的电压降低到地电平，Q2和Q1完全关闭。所述电感L1及输出电容Cout为负载放点。Buck变换器拓扑处于主开关关闭工作状态。当输出电压下降到一定幅值后，所述NPN型三极管Q2的发射极电压降低到合适值后，启动所述电阻R1会重新驱动所述NPN型三极管Q2导通，Buck变换器重新进入导通工作状态，开始下一个开关周期。所述稳压二极管Dz可以控制输出电压值，当输出电压低于设定值时，所述NPN型三极管Q2导通，所述PNP型三极管Q1也导通，输出电压升高。当输出电压达到设定值之后，所述NPN型三极管Q2关闭，所述PNP型三极管Q1关闭，输出电压下降。使得输出电压最终在设定值附近波动，达到了稳定输出电压的效果。

[0025] 在图3的实施例方案中可以加入过流保护电路形成另一种实施例，如图4所示，所述主拓扑电路包括输入电容Cin、输出电容Cout、PNP型三极管Q1、二极管D1及电感L1，所述自激振荡电路包括电阻R1、NPN型三极管Q2及电阻R2，所述输出电压控制电路包括电阻R3及稳压二极管Dz，所述过流保护电路包括电阻R4及PNP型三极管Q3，所述输入电容Cin的一端与输入电压Vin连接，所述输入电容Cin的另一端接地，所述电阻R1的一端与所述输入电压Vin连接，所述电阻R1的另一端与所述NPN型三极管Q2的基极连接，所述电阻R1的一端与所述电阻R4的一端连接，所述电阻R4的另一端与所述PNP型三极管Q1的发射极连接，所述PNP型三极管Q1的集电极与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与输出电压Vout连接，所述PNP型三极管Q1的基极与所述NPN型三极管Q2的集电极连接，所述PNP型三极管Q3的发射极与所述电阻R1的一端连接，所述PNP型三极管Q3的集电极与所述PNP型三极管Q1的基极连接，所述PNP型三极管Q3的基极与所述电阻R4的另一端连接，所述NPN型三极管Q2的发射极与所述输出电压Vout连接，所述NPN型三极管Q2的基极与所述电阻R3的一端连接，所述电阻R3的另一端与所述稳压二极管Dz的负极连接，所述稳压二极管Dz的正极接地，所述电阻R2的一端与所述PNP型三极管Q1的集电极连接，所述电阻R2的另一端与所述电阻R3的一端连接，所述二极管D1的负极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的正极接地，所述输出电容Cout的一端与所述电感L1的另一端连接，所述输出电容Cout的另一端接地。

[0026] 该电路的所述主拓扑电路、自激振荡电路及输出电压控制电路与图3的实施例的实施方式相同，这里叙述一下所述过流保护电路的工作过程，其中所述电阻R4为电流检测电阻，流经它的电流会在所述电阻R4上产生电压，当所述电阻R4两端的电压超过所述PNP型三极管Q3的发射极和基极间的结电压（0.7V）时，会引起所述PNP型三极管Q3的饱和导通。当所述PNP型三极管Q3饱和导通后，所述PNP型三极管Q3的集电极和发射极之间的电压会降低到0.3V左右，这也决定了所述PNP型三极管Q1的发射极和基极间的电压值。这个电压值由于低于所述PNP型三极管Q1的发射极和基极间PN结导通所需的0.7V电压，会导致所述PNP型三极管Q1关闭，从而使得整个Buck变换器停止工作，直到过流状况解除。当流经所述电阻R4的电流值降到设定的保护电流值以下时，过流保护动作解除，电路重启启动工作。

[0027] 将图1与图3所示出的电路进行结合，可以形成另一种新的实施例，如图5所示，所述主拓扑电路包括输入电容Cin、输出电容Cout、PNP型三极管Q1、二极管D1及电感L1，所述自激振荡电路包括电阻R1、NPN型三极管Q2及电阻R2，所述输出电压控制电路包括电阻R3、稳压二极管Dz、电阻R4及NPN型三极管Q4，所述输入电容Cin的一端与输入电压Vin连接，所述输入电容Cin的另一端接地，所述电阻R1的另一端与所述NPN型三极管Q2的基极连接，所述电阻R1的一端与所述PNP型三极管Q1的发射极连接，所述PNP型三极管Q1的集电极与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与输出电压Vout连接，所述PNP型三极管Q1的基极与所述NPN型三极管Q2的集电极连接，所述NPN型三极管Q2的发射极与所述输出电压Vout连接，所述NPN型三极管Q2的基极与所述电阻R3的一端连接，所述电阻R3的另一端与所述NPN型三极管Q4的集电极连接，所述NPN型三极管Q4的发射极接地，所述NPN型三极管Q4的基极与所述稳压二极管Dz的正极连接，所述稳压二极管Dz的负极与所述输出电压Vout连接，所述电阻R4的一端与所述NPN型三极管Q4的基极连接，所述电阻R4的另一端与所述NPN型三极管Q4的发射极连接，所述二极管D1的负极与所述电感L1的一端连接，所述二极管D1的正极接地，所述输出电容Cout的一端与所述电感L1的另一端连接，所述输出电容Cout的另一端接地。

[0028] 在图5所示电路中，输出电压控制电路的工作过程为：所述输出电压Vout由所述稳压二极管Dz的稳压值VDz决定，Vout=VDz+0.7V，0.7V为所述电阻R4两端的电压，也就是所述NPN型三极管Q4的基极和发射极间PN结的结电压。当变换器的输入端供给所述输入电压Vin后，变换器开始自激振荡，所述输出电压Vout从零开始逐渐上升。当所述输出电压Vout的电压值低于设定值（VDz+0.7V）时，所述NPN型三极管Q4不导通。它没有从所述NPN型三极管Q2的基极分流，因此不影响整个变换器的工作，输出电压持续上升。当所述输出电压Vout超过设定值（VDz+0.7V）后，所述电阻R4两端电压达到0.7V。它使得所述NPN型三极管Q4导通，进而将三极管Q2的基极电流分流到所述NPN型三极管Q4上，从而降低流经所述NPN型三极管Q2的电流值。而所述NPN型三极管Q2的电流值的降低又进一步降低了流经所述PNP型三极管Q1的电流值。使得从输入端流经所述PNP型三极管Q1供给输出端的电流值降低，导致所述输出电压Vout降低。因此，所述输出电压Vout的电压值始终在VDz+0.7V值附近调节，从而达到稳定输出电压的效果。

[0029] 本发明专利还可以有多种变型形式，例如，用不同形式的半导体开关（MOSFET、晶闸管等）替代本专利所示图形中的半导体开关。以及为半导体开关加入缓冲电路、快速驱动电路等功能电路。

[0030] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。