自适应恒定导通时间控制方法、电路、芯片和转换器

摘要

本发明公开了一种自适应恒定导通时间控制方法、电路、芯片和转换器，其中，所述方法包括：步骤S100，在第n个计时周期内，生成预设的第二电流；步骤S200，通过电容接收充电电流，以使电容的高电位端得到第n个计时周期的计时电压；步骤S300，利用差分放大模块对计时电压和基准电压进行差分放大得到差分放大结果，差分放大结果为差分放大电流；步骤S400，在第n+1个计时周期到来时，在预设大小的时间窗口内基于差分放大结果对积分电容进行充电或放电；步骤S500，将积分得到的积分电压施加给可变电阻模块中的变阻晶体管，以逐渐改变等效电阻的大小，从而逐渐改变导通时间。可以减小开关频率变化大的问题，缓解了直流转换器的输出振荡。

权利要求

1.一种自适应恒定导通时间控制方法，用于控制直流转换器中同步管从一种导通时间状态逐渐切换到另一种导通时间状态，所述直流转换器包括电流镜模块和与所述电流镜模块连接的可变电阻模块，所述可变电阻模块包括变阻晶体管（M0），所述变阻晶体管（M0）的电阻跟随施加的电压大小变化而变化，以使所述可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，所述电流镜模块产生的第一电流（I1）随所述等效电阻的大小而改变，所述第一电流（I1）影响所述同步管的导通时间，从而使所述同步管的导通时间的长短与所述等效电阻的大小相关；其特征在于，所述方法包括如下步骤：步骤S100，在第n个计时周期内，生成预设的第二电流，其中，n为正整数；

步骤S200，通过第一电容（Ct）接收所述第二电流，以使所述第一电容（Ct）的高电位端得到第n个计时周期的计时电压（Vt）；

步骤S300，利用差分放大模块（3）对所述计时电压（Vt）和基准电压（Vref_t）进行差分放大得到差分放大结果，所述差分放大结果为差分放大电流，其中，所述差分放大模块（3）的尾电流（I2）预先设置为所述第二电流的预设倍数；

步骤S400，在第n+1个计时周期到来时，在预设大小的时间窗口（t1）内基于所述差分放大结果对积分电容（C1）进行充电或放电，以使所述积分电容（C1）的高电位端得到积分电压（Vset），以使第n+1个计时周期对应的积分电压（Vset）相对于第n个计时周期对应的积分电压（Vset）产生一个与所述时间窗口（t1）大小对应的变化量，所述预设大小的时间窗口（t1）为一个计时周期的若干分之一；

步骤S500，将积分得到的所述积分电压（Vset）施加给所述可变电阻模块中的变阻晶体管（M0），以使变阻晶体管（M0）在第n+1个计时周期对应的电阻相对于第n个计时周期的电阻产生一个与所述时间窗口（t1）大小对应的变化量，以逐渐改变所述等效电阻的大小，从而逐渐改变所述导通时间。

2.如权利要求1所述的自适应恒定导通时间控制方法，其特征在于，还包括：

步骤S210，在每个计时周期到来前，对所述第一电容（Ct）进行持续预设时长放电，以使在所述第一电容（Ct）在下次接收所述第二电流之前的所述计时电压（Vt）为零，所述计时周期的持续时间为预设时长的至少若干倍以上。

3.如权利要求2所述的自适应恒定导通时间控制方法，其特征在于，所述步骤S210包括：步骤S211，在每个计时周期到来前，向放电管（N43）输出计时复位信号（en_time），所述计时复位信号（en_time）的持续时长为所述预设时长；

步骤S212，利用所述放电管（N43）响应所述计时复位信号（en_time）将所述第一电容（Ct）的高电位端连接至地，以对所述第一电容（Ct）进行放电。

4.如权利要求3所述的自适应恒定导通时间控制方法，其特征在于，在所述步骤S211中，在每个计时周期的上升沿到来后的预设间隔触发输出所述计时复位信号（en_time）。

5.如权利要求2‑4任意一项所述的自适应恒定导通时间控制方法，其特征在于，所述差分放大电流为零或大于零；

在所述步骤S400中：

当所述差分放大电流为零时，利用积分电容（C1）进行放电，以减小所述积分电压（Vset）；

当所述差分放大电流大于零时，利用积分电容（C1）进行充电，以增大所述积分电压（Vset）。

6.如权利要求5所述的自适应恒定导通时间控制方法，其特征在于，所述步骤S400包括：步骤S410，在所述预设大小的时间窗口（t1）内导通传输门，以在所述预设大小的时间窗口内传输所述差分放大电流，以使所述用积分电容（C1）按所述预设大小的时间窗口基于所述差分放大电流进行充电或放电。

7.如权利要求6所述的自适应恒定导通时间控制方法，其特征在于，每个计时周期中，在步骤S410结束后即开始步骤S210。

8.一种集成电路，设置在直流转换器中，其特征在于，所述集成电路集成有多个电路功能模块和器件，所述多个电路功能模块和器件被配置为实现如权利要求1‑7任意一项所述的方法。

9.一种直流转换器，其特征在于，包括：

依次连接的同步管（MP1）和整流管（MN1），所述同步管（MP1）和所述整流管（MN1）的连接点经LRC电路后得到输出电压（VOUT）；

数字逻辑控制部分，分别控制所述同步管（MP1）和所述整流管（MN1）的导通状态；

导通时间控制部分，连接至所述数字逻辑控制部分，所述导通时间控制部分用于向所述数字逻辑控制部分输出所述同步管（MP1）导通时间（ton）的控制信号，以控制所述导通时间（ton）的长短；所述导通时间控制部分包括电流镜模块和与所述电流镜模块连接的可变电阻模块，所述可变电阻模块包括变阻晶体管（M0），所述变阻晶体管（M0）的电阻跟随施加的电压大小变化而变化，以使所述可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，所述电流镜模块产生的第一电流（I1）随所述等效电阻的大小而改变，所述第一电流（I1）影响所述同步管的导通时间，从而使所述同步管的导通时间的长短与所述等效电阻的大小相关，其中，所述导通时间控制部分运行如权利要求1‑7任意一项所述的方法，以逐渐改变所述等效电阻的大小，并产生与所述等效电阻大小关联的所述控制信号。

10.一种电源管理芯片，其上具有集成电路，其特征在于，所述集成电路用于实现如权利要求1‑7任意一项所述的方法。

11.一种直流转换芯片，其上具有集成电路，其特征在于，所述集成电路包括：

直流转换器电路，其包括同步管（MP1），所述导通时间控制电路输出的关断信号用于控制所述同步管（MP1）导通时间（ton）的长短；

所述集成电路还用于实现如权利要求1‑7任意一项所述的方法。

12.一种可穿戴蓝牙设备，其特征在于，包括：

蓝牙模块；

如权利要求10所述的电源管理芯片，用于管理向所述蓝牙模块供电的直流转换器；或者如权利要求11所述的直流转换芯片，用于向所述蓝牙模块供电。

说明书

自适应恒定导通时间控制方法、电路、芯片和转换器

技术领域

[0001] 本发明涉及直流转换器控制技术领域，具体涉及一种自适应恒定导通时间控制方法、电路、芯片和转换器。

背景技术

[0002] ACOT BUCK DCDC（自适应恒定导通时间降压直流转换器）作为一种具有快速瞬态响应的降压型稳压直流转换器，应用到各个需要快速瞬态响应的电源供电系统中，在这些电源供电系统中往往还需要DCDC所提供的电源具有较小的输出电压纹波，以利于下级应用的稳定：例如给蓝牙模块提供电源。

[0003] 为解决输出电压纹波的问题，现有技术中，依据负载的轻重，配置两个电阻来分别适配直流转换器的重载、轻载状态，由此减小对应负载状态下的纹波。具体地，通过检测流出直流转换器的电流来判断当前直流转换器的负载状态，当处于重载状态下，接入一个小的等效电阻；当处于轻载状态下，将一个大的等效电阻接入电路。通过两个不同阻值的电阻，减小了当前负载下的输出纹波。

[0004] 然而，现有技术中，虽然能够减小对应负载状态下的输出纹波，但是，直流转换器在两种负载状态之间切换时，出现了难以消除的输出振荡，导致无法为下级应用（例如为蓝牙模块提供电源）提供稳定的输出电压，尤其是当下级应用对电源稳定性要求较高时，如果接收的输出电压振荡较大，甚至会导致下级应用被损坏。

[0005] 因此，在控制直流转换器在两种负载状态之间进行切换时如何减小输出振荡，成为亟待解决的技术问题。

发明内容

[0006] 基于上述现状，本发明的主要目的在于提供一种自适应恒定导通时间控制方法、电路、充电盒和转换器，以在控制直流转换器在两种负载状态之间进行切换时减小输出振荡的问题。

[0007] 为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

[0008] 第一方面，本发明实施例公开了一种自适应恒定导通时间控制方法，用于控制直流转换器中同步管从一种导通时间状态逐渐切换到另一种导通时间状态，直流转换器包括电流镜模块和与电流镜模块连接的可变电阻模块，可变电阻模块包括变阻晶体管，变阻晶体管的电阻跟随施加的电压大小变化而变化，以使可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，电流镜模块产生的第一电流随等效电阻的大小而改变，第一电流影响同步管的导通时间，从而使同步管的导通时间的长短与等效电阻的大小相关；方法包括如下步骤：

[0009] 步骤S100，在第n个计时周期内，生成预设的第二电流，其中，n为正整数；

[0010] 步骤S200，通过电容接收充电电流，以使电容的高电位端得到第n个计时周期的计时电压；

[0011] 步骤S300，利用差分放大模块对计时电压和基准电压进行差分放大得到差分放大结果，差分放大结果为差分放大电流，其中，差分放大模块的尾电流预先设置为第二充电电流的预设倍数；

[0012] 步骤S400，在第n+1个计时周期到来时，在预设大小的时间窗口内基于差分放大结果对积分电容进行充电或放电，以使积分电容的高电位端得到积分电压，以使第n+1个计时周期对应的积分电压相对于第n个计时周期对应的积分电压产生一个与时间窗口大小对应的变化量，预设大小的时间窗口为一个计时周期的若干分之一；

[0013] 步骤S500，将积分得到的积分电压施加给可变电阻模块中的变阻晶体管，以使变阻晶体管在第n+1个计时周期对应的电阻相对于第n个计时周期的电阻产生一个与时间窗口大小对应的变化量，以逐渐改变等效电阻的大小，从而逐渐改变导通时间。

[0014] 可选地，还包括：步骤S210，在每个计时周期到来前，对电容进行持续预设时长放电，以使在电容在下次接收充电电流之前的计时电压为零，计时周期的持续时间为预设时长的至少若干倍以上。

[0015] 可选地，步骤S210包括：

[0016] 步骤S211，在每个计时周期到来前，向放电管输出计时复位信号，计时复位信号的持续时长为预设时长；

[0017] 步骤S212，利用放电管响应计时复位信号将电容的高电位端连接至地，以对电容进行放电。

[0018] 可选地，在步骤S211中，在每个计时周期的上升沿到来后的预设间隔触发输出计时复位信号。

[0019] 可选地，差分放大电流为零或大于零；

[0020] 在步骤S400中：

[0021] 当差分放大电流为零时，利用积分电容进行放电，以减小积分电压；

[0022] 当差分放大电流大于零时，利用积分电容进行充电，以增大积分电压。

[0023] 可选地，步骤S400包括：

[0024] 步骤S410，在预设大小的时间窗口内导通传输门，以在预设时间窗口内传输差分放大电流，以使用积分电容按预设时间窗口基于差分放大电流进行充电或放电。

[0025] 可选地，每个计时周期中，在步骤S410结束后即开始步骤S210。

[0026] 第二方面，本发明实施例公开了一种集成电路，设置在直流转换器中，集成电路集成有多个电路功能模块和器件，多个电路功能模块和器件被配置为实现上述第一方面公开的方法。

[0027] 第三方面，本发明实施例公开了一种直流转换器，包括：

[0028] 依次连接的同步管和整流管，同步管和整流管的连接点经LRC电路后得到输出电压；

[0029] 数字逻辑控制部分，分别控制同步管和整流管的导通状态；

[0030] 导通时间控制部分，连接至数字逻辑控制部分，导通时间控制部分用于向数字逻辑控制部分输出同步管导通时间的控制信号，以控制导通时间的长短；导通时间控制部分包括电流镜模块和与电流镜模块连接的可变电阻模块，可变电阻模块包括变阻晶体管，变阻晶体管的电阻跟随施加的电压大小变化而变化，以使可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，电流镜模块产生的第一电流随等效电阻的大小而改变，第一电流影响同步管的导通时间，从而使同步管的导通时间的长短与等效电阻的大小相关，

[0031] 其中，导通时间控制部分运行上述第一方面公开的方法，以逐渐改变等效电阻的大小，并产生与等效电阻大小关联的控制信号。

[0032] 第四方面，本发明实施例公开了一种电源管理芯片，其上具有集成电路，集成电路用于实现上述第一方面公开的方法。

[0033] 第五方面，本发明实施例公开了一种直流转换芯片，其上具有集成电路，集成电路包括：直流转换器电路，其包括同步管，导通时间控制电路输出的关断信号用于控制同步管导通时间的长短；集成电路还用于实现上述第一方面公开的方法。

[0034] 第六方面，本发明实施例公开了一种可穿戴蓝牙设备，包括：

[0035] 蓝牙模块；

[0036] 上述第四方面公开的电源管理芯片，用于管理向蓝牙模块供电的直流转换器；或者上述第五方面公开的直流转换芯片，用于向蓝牙模块供电。

[0037] 有益效果

[0038] 依据本发明实施例公开的一种自适应恒定导通时间控制方法、电路、充电盒和转换器，在第n个计时周期内，完成对计时电压和基准电压进行差分放大得到差分放大结果；在第n+1个计时周期到来时，在预设大小的时间窗口基于差分放大结果对积分电容进行充电或放电得到积分电压，使第n+1个计时周期对应的积分电压相对于第n个计时周期对应的积分电压产生一个与时间窗口大小对应的变化量，而预设大小的时间窗口为一个计时周期的若干分之一，也就是，两个计时周期之间的积分电压的变化量较小；而后，将积分电压传输给变阻晶体管，由于积分电压的变化量较小，因此，变阻晶体管的电阻变化也比较小，由此，可以逐渐改变与直流转换器中等效电阻的大小，从而逐渐改变导通时间；也就是，同步管从一种导通时间状态切换到另一种导通时间状态的这一过程是逐渐变化的，而等效电阻也是从一个阻值逐渐变化到另一个阻值，因此，可以减小因电阻变化过大所导致的开关频率变化大的问题，继而缓解了直流转换器的输出振荡。

[0039] 本发明的其他有益效果，将在具体实施方式中通过具体技术特征和技术方案的介绍来阐述，本领域技术人员通过这些技术特征和技术方案的介绍，应能理解所述技术特征和技术方案带来的有益技术效果。

附图说明

[0040] 以下将参照附图对本发实施例进行描述。图中：

[0041] 图1为一种常规的ACOT BUCK DCDC电路结构原理示意图；

[0042] 图2为一种导通时间控制电路结构原理示意图；

[0043] 图3为本实施例公开的一种等效电阻R0的实现原理示意图；

[0044] 图4为本实施例公开的另一种变阻晶体管M0调节同步管导通时间的原理示意图；

[0045] 图5为本实施例公开的一种自适应恒定导通时间控制方法流程图；

[0046] 图6为本实施例公开的一种自适应恒定导通时间控制时序示意图；

[0047] 图7为本实施例公开的一种自适应恒定导通时间控制电路示例原理示意图。

具体实施方式

[0048] 以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分，为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件并没有详细叙述。

[0049] 此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

[0050] 除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

[0051] 在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

[0052] 本申请中，如果没有特别明确晶体管的第一极（或第二极）为源极（或漏极）时，第一极、第二极与源极、漏极的对应关系可以互换。

[0053] 请参考图1，为一种常规的ACOT BUCK DCDC电路结构原理示意图，图1中的导通时间控制部分即要实现周期固定的作用，导通时间控制部分的工作原理，即产生一个与输出电压VOUT与输入电压VIN相关的同步管导通时间。同步管MP1的导通时间ton主要由输入电压VIN，以及设定的输出电压VOUT来计算，根据占空比的关系，可以确定固定的周期：

[0054] ton=VOUT/VIN*T

[0055] 其中，VOUT为设定输出电压；VIN为输入电压，T为设定周期。

[0056] 需要说明的是，接下来，重点描述图1中同步管MP1的导通时间控制部分，图1中其余未展开描述的附图标记，在此不再赘述，具体可以自行查阅相关的资料来确定各个器件模块的作用，例如纹波补偿模块、跨导放大器EA及其参考电压Vref、环路补偿电容Cea1及Cea2、反馈信号FB等等；同步管MP1的输出电压也可以经由LRC电路之后输出，反馈信号FB也可以通过分压电阻R1、R2分压得到。

[0057] 请参考图2，为一种常规的导通时间控制电路结构原理示意图，主要包括运放OP、比较器、N型晶体管N1、N型晶体管N2及其控制信号hson_n、P型晶体管P1和P2、分压电阻R1和R2（与图1的分压电阻为不同的器件）、电阻R0、电容C1等，具体连接关系见图2所示，在此不再赘述。图2所示的导通时间控制电路工作原理如下：

[0058] P型晶体管P1和P2构成电流镜，同步管导通时，N型晶体管N2的控制信号hson_n为低电平，产生一个与输入电压VIN相关的第一电流I1对电容C1充电，当电容C1的电压V1等于Vout时，产生关断信号ton_rst，关断同步管，即产生了同步管的导通时间ton，如下公式：

[0059]

[0060] 可见，调节VIN分压比例，R1与R2的比值，R0的值，P1的宽长比（w1/l1）与MP2的宽长比（w2/l2）的比值，即可以得到需要的固定周期T。

[0061] 在周期固定，以及外部元器件固定（输出电容C，输出电感L）的情况下，由于现在采用的电容均为陶瓷贴片电容，ESR很小，基本忽略，在连续模式下其输出纹波为：

[0062]

[0063] 其中，Ipeak为峰‑峰值电流，T为周期，C为输出电容，L为输出电感，ton为同步管的导通时间。

[0064] 可见，在输入电压，输出电压确定时，连续模式的输出纹波固定，所以在应用条件固定的条件下，即外部元器件、周期确定时，连续模式的输出纹波固定，与输出负载无关。

[0065] 当输出负载比较小的时候，DCDC进入非连续模式，此时DCDC的开关周期为：

[0066]

[0067] 其中T非为非连续模式下的周期，Io为输出负载电流

[0068] 此时的输出纹波为

[0069]

[0070] 其中，Io为输出负载电流。

[0071] 由上式可知，在输入电压、输出电压确定时，在应用条件固定的条件下，即外部元器件(电容C 与电感L)固定的条件下，在非连续模式下，DCDC的周期已经不再固定，所以轻载下的纹波主要决定于同步管的开启时间ton与负载电流Io，当负载电流越来越小的情况，开关周期将越来越大，纹波会越来越大，减小非连续模式下纹波的方法，需要减小同步管的导通时间ton。

[0072] 在切换时纹波变化较大，且DCDC的开关频率也变化很大，在不同的负载时，将导致DCDC在不同负载之间来回切换引起振荡。

[0073] 本实施例对图2所示的导通时间控制电路进行了改进，具体地，围绕图2所示中电流镜（P型晶体管P1和P2）进行了改进，通过可变电阻模块连接至电流镜模块，可变电阻模块包括变阻晶体管M0，变阻晶体管M0的电阻跟随施加的电压大小变化而变化，以使可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，电流镜模块产生的第一电流I1随等效电阻的大小而改变，第一电流I1影响同步管的导通时间，从而使同步管的导通时间的长短与等效电阻的大小相关。在具体实施的过程中，可以有多种实施例，为便于本领域技术人员理解，现列举实施例如下：

[0074] 在一种实施例中，对图2中的等效电阻R0进行了改进，请参考图3，为本实施例公开的一种等效电阻R0的实现原理示意图，其主要改变等效电阻R0（图2所示）的方式来调节同步管导通时间，具体地，请参考图2和图3，等效电阻R0由变阻晶体管M0、第一电阻R10和第二电阻R11构成，变阻晶体管M0的第一极与第一电阻R10的一端并联得到等效电阻R0的端点A1；变阻晶体管M0的第二极与第二电阻R11的一端连接；第二电阻R11的另一端与第一电阻R10的另一端并联得到等效电阻R0的端点A2；变阻晶体管M0的控制极接收积分电压Vset，积分电压Vset逐渐变化，而变阻晶体管M0处于放大区时因此，可以逐渐改变变阻晶体管M0的电阻。由此可知，等效电阻R0的阻值为R0=（R11+Rx）//R10，其中，Rx为变阻晶体管M0在积分电压Vset下的阻值。根据公式1和公式2可知，当变阻晶体管M0的阻值Rx逐渐变化时，同步管的导通时间ton、开关周期T也会逐渐变化。也就是，通过在电流镜（P型晶体管P1和P2构成）的一条支路上串联可变的等效电阻，由此影响电流镜另一条支路上提供的第一电流I1，从而使导通时间的长短与等效电阻的大小相关。

[0075] 在另一种实施例中，请参考图4，为本实施例公开的另一种变阻晶体管M0调节同步管导通时间的原理示意图，其相对于图2，对电流镜模块（P型晶体管P1和P2构成）增加了一条支路，即将P型晶体管P3的第一极、第二极分别连接在P型晶体管P2的第一极、第二极，通过在电流镜模块（P型晶体管P1和P2构成）连接变阻晶体管M0和P型晶体管P3，从而相当于在电流镜模块（P型晶体管P1和P2构成）的两端并联了可变的等效电阻，由此影响电流镜提供的第一电流I1，从而使导通时间的长短与等效电阻的大小相关；具体地，P型晶体管P3的第一极连接在P型晶体管P1的第一极和P型晶体管P2的第一极，作为电流镜的输入端，用于接收直流转换器的输入电压VIN；P型晶体管P3的控制极和P型晶体管P1、P2的控制极并联；P型晶体管P3的第二极连接至变阻晶体管M0的第一极，变阻晶体管M0的第二极连接至电容C0的高电位端，变阻晶体管M0的控制极接收积分电压Vset，变阻晶体管M0处于放大区时，积分电压Vset逐渐变化时，会逐渐改变变阻晶体管M0的电阻。而P型晶体管P3的导通情况会受晶体管M0影响，具体地，晶体管M0工作在可变电阻区时，P型晶体管P3也工作在可变电阻区，由此线性改变了流入电容C0的第一电流I1，也就是，改变V1斜率。从而，也能小步长地调整高电位端的对地电压V1。在其它实施例中，变阻晶体管M0可以是N型晶体管，也可以是P型晶体管。

[0076] 为了实现对上述变阻晶体管M0的控制，以在控制直流转换器在两种负载状态之间进行切换时减小输出振荡，本实施例公开了一种自适应恒定导通时间控制方法，用于控制直流转换器中同步管从一种导通时间状态逐渐切换到另一种导通时间状态，请参考图5，为本实施例公开的一种自适应恒定导通时间控制方法流程图，该自适应恒定导通时间控制方法包括：步骤S100、步骤S200、步骤S300、步骤S400和步骤S500，其中：

[0077] 步骤S100，在第n个计时周期内，生成预设的第二电流。其中，n为正整数。

[0078] 请参考图6，为本实施例公开的一种自适应恒定导通时间控制时序示意图，其中，图中的附图标记T所示的区间为一个计时周期。

[0079] 在具体实施例中，可以通过电路参数来配置得到预设大小的第二电流。作为示例，请参考图7，为本实施例公开的一种自适应恒定导通时间控制电路示例原理示意图，在具体实施例中，可以通过电流生成模块1来生成预设的第二电流，具体地，电流生成模块1包括：电流源I0、开关管N42、第一电流晶体管P41和第二电流晶体管P42，电流源I0的输入端与第一电流晶体管P41的第一极和第二电流晶体管P42的第一极连接，并连接至直流转换器的输入电压VIN端；第一电流晶体管P41的控制极和第二电流晶体管P42的控制极连接；电流源I0的输出端连接至开关管N42的控制极；第一电流晶体管P41的控制极与第一电流晶体管P41的第二极连接，第一电流晶体管P41第二极经由开关管N42的第一极和第二极连接至基准电压端Q2；第二电流晶体管P42的第二极为第二电流输出端，连接至电容Ct的高电位端Q1。

[0080] 请参考图6和图7，本实施例中，在每个计时周期内，通过电流源I0流出的电流，可以使得第一电流晶体管P41产生预设大小的基准电流It，第二电流晶体管P42镜像基准电流It生成预设的第二电流，传输给电容Ct。

[0081] 需要说明的是，图7所示的电路为示例性原理图，本领域技术人员根据实际情况，也可以采用其它电路来生成预设的第二电流。

[0082] 步骤S200，通过电容Ct接收充电电流，以使电容Ct的高电位端得到第n个计时周期的计时电压Vt。

[0083] 请参考图7，电容Ct分别连接在高电位端Q1和地之间，而第二电流晶体管P42的第二极连接至电容Ct的高电位端Q1，当第二电流晶体管P42生成预设的第二电流，可以通过第二电流晶体管P42的第二极传输给电容Ct，由此，使得电容Ct的高电位端得到第n个计时周期的计时电压Vt。

[0084] 步骤S300，利用差分放大模块3对计时电压Vt和基准电压Vref_t进行差分放大得到差分放大结果。本实施例中，所称差分放大结果为差分放大电流，差分放大电流可以是零电流，也可以是大于零的电流。在具体实施例中，差分放大模块3的尾电流I2预先设置为第二充电电流的预设倍数。

[0085] 请参考图7，该差分放大模块3选用双输入单输出的差分放大器，可以通过常规的晶体管来实现，具体地，作为示例，该差分放大模块3包括：第一差分P管P43、第二差分P管P44、第一差分N管N44和第二差分N管N45；第一差分P管P43的第一极和第二差分P管P44的第一极连接，并连接至直流转换器的输入电压VIN端；第一差分P管P43的控制极和第二差分P管P44的控制极连接；第一差分P管P43的控制极与第二极连接，并连接至第一差分N管N44的第一极；第二差分P管P44的第二极连接至第二差分N管N45的第一极，为差分放大模块3的输出端；第一差分N管N44的第二极和第二差分N管N45的第二极连接，并经尾电流源I2接地；第一差分N管N44的控制极为差分放大模块3的第一输入端，第二差分N管N45的控制极为差分放大模块3的第二输入端。

[0086] 在一种实施例中，当变阻晶体管M0为N型晶体管时，第一输入端连接至高电位端Q1，用于接收计时电压Vt；第二输入端连接至基准电压端Q2，用于接收基准电压Vref_t。

[0087] 在另一种实施例中，当变阻晶体管M0为P型晶体管时，第一输入端连接至基准电压端Q2，用于接收基准电压Vref_t；第二输入端连接至高电位端Q1，用于接收计时电压Vt。

[0088] 为了便于设置基准电压Vref_t，请参考图7，基准晶体管N41的第一极连接至电流源I0的输出端，基准晶体管N41的第二极接地；基准晶体管N41连接至基准电压端Q2，用于向差分放大模块3提供基准电压Vref_t。本实施例中，以基准晶体管N41的栅源电压（控制极和第二极之间的电压）为基准电压，也就是， 为基准晶体管N41的栅源电压。基准电阻Rt的一端与开关管N42的第二极和基准晶体管N41控制极连接，基准电阻Rt的另一端接地。

[0089] 在可选的实施例中，基准晶体管N41与差分放大模块3中的差分N管宽长比相等，也就是，基准晶体管N41、第一差分N管N44和第二差分N管N45的宽长比相等。

[0090] 当设置尾电流I2=2I0时，差分放大模块环路平衡时 其中， 为基准晶体管N41的栅源电压。由此，可以便于设置计时周期。

[0091] 当设置尾电流I2=2I0时，依据基准电流 ，参考图7可知，环路平衡时的周期为：Vt=It*T/Ct，也就是T=Rt*Ct，其中，T为导通时间控制电路的控制周期。由此，可以便于设置计时周期。

[0092] 步骤S400，在第n+1个计时周期到来时，在预设大小的时间窗口t1内基于差分放大结果对积分电容C1进行充电或放电，以使积分电容C1的高电位端得到积分电压Vset。本实施例中，通过预设大小的时间窗口t1来进行充电或放电，可以使第n+1个计时周期对应的积分电压Vset相对于第n个计时周期对应的积分电压Vset产生一个与时间窗口t1大小对应的变化量，预设大小的时间窗口t1为一个计时周期的若干分之一。本实施例中，并不限制若干分之一的具体数值，也就是，所称若干可以依据实际需要来确定具体数值，可以整数，也可以是小数，目的主要是限定t1比计时周期小。

[0093] 在可选的实施例中，步骤S400包括：步骤S410，在预设大小的时间窗口t1内导通传输门，以在预设时间窗口t1内传输差分放大电流，以使用积分电容C1按预设时间窗口基于差分放大电流进行充电或放电。

[0094] 请参考图7，积分电容C1通过传输门4连接至差分放大模块3的输出端，当传输门导通时，积分电容C1可以基于差分放大模块3的差分放大结果进行充电或放电，以使积分电容C1的高电位端得到积分电压Vset。在具体实施例中，传输门可以由一个P型晶体管P45和一个N型晶体管N46构成，具体地，请参考图7，P型晶体管的第一极与N型晶体管的第一极并联，为传输门的输入端，连接至差分放大模块3的输出端；P型晶体管的第二极与N型晶体管的第二极并联，为传输门的输出端，连接至积分电容C1的一端；P型晶体管的控制极接收第一传输控制信号op_n，N型晶体管的控制极接收第二传输控制信号op_d，第一传输控制信号op_n和第二传输控制信号op_d为相反信号。

[0095] 请参考图6，在第n+1个计时周期到来时，产生一对相反的第一传输控制信号op_n和第二传输控制信号op_d，从而使得传输门4工作在导通状态，于是，积分电容C1在传输门4工作在导通状态的情况下进行充电或放电；由于第一传输控制信号op_n和第二传输控制信号op_d持续的时间窗口为t1，因此，积分电容C1充电或放电的持续时长也为t1，从而第n+1个计时周期对应的积分电压Vset相对于第n个计时周期对应的积分电压Vset产生一个与时间窗口t1大小对应的变化量，也就是，相邻两个周期的积分电压Vset变化不大。

[0096] 在具体实施例中，预设时间窗口t1为一个计时周期的若干分之一。预设时间窗口t1可以是相等的宽度，也可以是不等的宽度。

[0097] 在可选的实施例中，在第i个周期的开始时执行步骤S410，以便及时将传输上一计时周期的差分放大结果。

[0098] 步骤S500，将积分得到的积分电压Vset施加给可变电阻模块中的变阻晶体管M0。本实施例中，由于相邻两个周期的积分电压Vset变化不大（一个与时间窗口t1大小对应的变化量），因此，将积分电压Vset施加给可变电阻模块中的变阻晶体管M0后，变阻晶体管M0在第n+1个计时周期对应的电阻相对于第n个计时周期的电阻产生一个与时间窗口t1大小对应的变化量，也就是，变阻晶体管M0仅发生了一个小的阻值变化，继而可以逐渐改变等效电阻的大小，从而逐渐改变导通时间。

[0099] 在可选的实施例中，还包括：

[0100] 步骤S210，在每个计时周期到来前，对电容Ct进行持续预设时长放电，以使在电容Ct在下次接收充电电流之前的计时电压Vt为零。本实施例中，计时周期的持续时间为预设时长的至少若干倍以上，所称若干可以是整数，也可以是小数，例如5倍、5.6倍、7.2倍、8倍等等，只要能够对电容Ct快速放电即可，在具体实施例中，步骤S210包括：步骤S211，在每个计时周期到来前，向放电管N43输出计时复位信号en_time，计时复位信号en_time的持续时长为预设时长；步骤S212，利用放电管N43响应计时复位信号en_time将电容Ct的高电位端连接至地，以对电容Ct进行放电。

[0101] 在具体实施过程中，可以通过晶体管来对电容Ct进行放电，请参考图7，放电管N43的第一极连接高电位端Q1，放电管N43的第二极接地；放电管N43的控制极用于接收计时复位信号en_time。

[0102] 请参考图6，在每个计时周期到来时，可以向放电管N43传输计时复位信号en_time，从而使得放电管N43响应计时复位信号en_time导通放电管N43的第一极和第二极，将电容Ct的高电位端连接至地，以对计时电容Ct进行放电。在放电结束后，可以不向放电管N43传输计时复位信号en_time，当放电管N43没有接收到计时复位信号en_time时，断开放电管N43的第一极和第二极，以使计时电容Ct在当前计时周期工作在充电状态。

[0103] 在可选的实施例中，在步骤S211中，在每个计时周期的上升沿到来后的预设间隔触发输出计时复位信号en_time；其中，两个相邻的计时复位信号en_time的时间间隔为一个计时周期，计时周期大于直流转换器在连续模式下的开关周期。具体地，请参考图6，以同步管MP1的控制信号hson为标志，当控制信号hson上升沿到来时，经过预设间隔触发输出计时复位信号en_time。

[0104] 作为优选的实施例，预设间隔可以是传输门4导通的持续时长t2，具体而言，每个计时周期中，在步骤S410结束后即开始步骤S210，也就是，请参考图6和图7，当传输门4完成第i个周期的差分放大结果的传输后，即刻对电容Ct进行放电，以便于电容Ct快速进入第i+1个周期的计时，得到第i+1个周期的计时电压Vt。

[0105] 本实施例中，两次相邻的计时复位信号en_time为一个计时周期，计时复位信号en_time可以通过信号发生电路例如脉冲发生器来提供。当放电管N43为N型晶体管时，计时复位信号en_time高电平导通放电管N43的第一极和第二极；当放电管N43为P型晶体管时，计时复位信号en_time低电平电平导通放电管N43的第一极和第二极。

[0106] 在可选的实施例中，差分放大电流为零或大于零；在步骤S400中：当差分放大电流为零时，利用积分电容C1进行放电，以减小积分电压Vset；当差分放大电流大于零时，利用积分电容C1进行充电，以增大积分电压Vset。请参考图7，当差分放大电流为零时，积分电容C1会对差分放大模块的输出端进行放电，从而减小积分电压Vset；反之，当差分放大电流大于零时，差分放大模块输出的电流会流入积分电容C1，从而增大积分电压Vset。

[0107] 本实施例还公开了一种集成电路，设置在直流转换器中，集成电路集成有多个电路功能模块和器件，多个电路功能模块和器件被配置为实现上述实施例公开的方法。

[0108] 请参考图1，本实施例还公开了一种直流转换器，包括：

[0109] 依次连接的同步管MP1和整流管MN1，同步管MP1和整流管MN1的连接点经LRC电路后得到输出电压VOUT；

[0110] 数字逻辑控制部分，分别控制同步管MP1和整流管MN1的导通状态；

[0111] 导通时间控制部分，连接至数字逻辑控制部分，导通时间控制部分用于向数字逻辑控制部分输出同步管MP1导通时间ton的控制信号，以控制导通时间ton的长短；导通时间控制部分包括电流镜模块和与电流镜模块连接的可变电阻模块，可变电阻模块包括变阻晶体管M0，变阻晶体管M0的电阻跟随施加的电压大小变化而变化，以使可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，电流镜模块产生的第一电流I1随等效电阻的大小而改变，第一电流I1影响同步管的导通时间，从而使同步管的导通时间的长短与等效电阻的大小相关；其中，导通时间控制部分运行上述实施例公开的方法，以逐渐改变等效电阻的大小，并产生与等效电阻大小关联的控制信号。

[0112] 本实施例还公开了一种电源管理芯片，其上具有集成电路，集成电路用于实现上述实施例公开的方法。

[0113] 本实施例还公开了一种直流转换芯片，其上具有集成电路，集成电路包括：直流转换器电路，其包括同步管MP1，导通时间控制电路输出的关断信号用于控制同步管MP1导通时间ton的长短；集成电路还用于实现上述实施例公开的方法。

[0114] 本实施例还公开了一种可穿戴蓝牙设备，可穿戴蓝牙设备可以是例如手表、手环、蓝牙耳机等，这些蓝牙设备在低功耗状态下也能建立蓝牙连接的这类产品，通常追求供电电源纹波比较小。可穿戴蓝牙设备包括：蓝牙模块；上述实施例公开的电源管理芯片，用于管理向蓝牙模块供电的直流转换器。或者，可穿戴蓝牙设备包括：蓝牙模块；上述实施例公开的直流转换芯片，用于向蓝牙模块供电。

[0115] 为便于本领域技术人员理解，对本实施例的工作过程进行描述：

[0116] 设置尾电流I2=2I0，由于基准晶体管N41、第一差分N管N44和第二差分N管N45的宽长比相等。差分放大模块环路平衡时 其中， 为基准晶体管N41的栅源电压。

[0117] 电流生成模块1中流过第一电流晶体管P41的基准电流It大小为：此时，第二电流晶体管P42镜像基准电流It得到第二电流大小与基准
电流It的大小相同。由此，可以得到环路平衡时导通时间控制电路设定的控制周期为：

[0118]

[0119] 其中，T为设定的控制周期，该控制周期略大于连续模式下的开关周期，可以由计时复位信号en_time的两次信号时间间隔来表征该控制周期。

[0120] 请参考图6，为本实施例公开的一种导通时间控制时序示意图，在同步管MP1的导通信号hson的边沿产生一个时间宽度为t1的第一传输控制信号op_n和第二传输控制信号op_d，使晶体管P45和N46处于传输状态。

[0121] 晶体管P45和N46在时间宽度为t1的窗口将差分放大模块3对计时电压Vt和参考电压Vref_t的差分放大结果传输到积分电容C1上，使得积分电容C1按t1的时间宽度进行充电（或放电）积分：

[0122] 在一种情况下，如果这一采样周期小于设定的周期，那么计时电压Vt小于参考电压Vref_t，此时，积分电容C1持续时长为t1的窗口进行放电，在该周期下控制电压Vset将变小，变小的值为积分电容C1放电导致的压降；

[0123] 控制电压Vset变小，则晶体管M0的电阻变大，对于图3的实施例，等效电阻R0将变大，从而使得同步管MP1的导通时间ton变大，从而周期变大；对于图4的实施例，由于晶体管M0的电阻变大，导通程度变低，P型晶体管P3的导通程度也变低，从而，使得第一电流I1对电容C0的充电速率变缓，从而对地电压V1上升变缓，也就是，使得同步管MP1的导通时间ton变大，从而周期变大。

[0124] 在另一种情况下，如果这一采样周期小于设定的周期，那么计时电压Vt大于参考电压Vref_t，此时，积分电容C1持续时长为t1的窗口进行充电，在该周期下控制电压Vset将变大，变小的值为积分电容C1充电导致的压差上升；

[0125] 控制电压Vset变大，则晶体管M0的电阻变小，对于图3的实施例，等效电阻R0将变小，从而使得同步管MP1的导通时间ton变小，从而周期变小；对于图4的实施例，由于晶体管M0的电阻变小，导通程度变高，P型晶体管P3的导通程度也变高，从而，使得第一电流I1对电容C0的充电速率变快，从而对地电压V1上升变快，也就是，使得同步管MP1的导通时间ton变小，从而周期变小。

[0126] 当时间宽度为t1的第一传输控制信号op_n和第二传输控制信号op_d结束，产生另一个时间宽度为t2的脉冲en_time导通，放电管N43，从而对计时电容Ct进行放电，也就是对计时电压Vt进行复位，电压下拉到0V，从而开始下一个周期的计时。

[0127] 需要说明的是，本实施例中，要求t1、t2脉冲的宽度要远远小于设定的控制周期T，从而能够以小步长的方式去改变控制电压Vset的大小，小步长的步长时间为t1，具体地，小步长的步长时间t1为设定的控制周期T的若干分之一，步长可以是等步长，也可以是不等步长；设定的控制周期T也需要比连续模式下的DCDC开关周期略大，从而保证在连续模式下控制电压Vset输出为0V，从而不影响连续模式下的开关频率。

[0128] 在具体实施过程中，通过设计t1的窗口大小、尾电流I2的大小以及积分电容C1容值的大小，来确定每次控制电压Vset的改变速率，也就是，通过控制给积分电容C1的充放电的时间步长，来逐渐调整控制电压Vset，从而实现整个大环路的稳定性，即积分电容C1容值越大，t1的窗口越小，尾电流I2越小，每次控制电压Vset电压变化越小，环路也越稳定，但当输出负载电流由重载跳变到空载时，需要更多个开关周期才能调整完毕。

[0129] 依据本发明实施例公开的一种自适应恒定导通时间控制方法、电路、充电盒和转换器，在第n个计时周期内，完成对计时电压和基准电压进行差分放大得到差分放大结果；在第n+1个计时周期到来时，在预设大小的时间窗口基于差分放大结果对积分电容进行充电或放电得到积分电压，使第n+1个计时周期对应的积分电压相对于第n个计时周期对应的积分电压产生一个与时间窗口大小对应的变化量，而预设大小的时间窗口为一个计时周期的若干分之一，也就是，两个计时周期之间的积分电压的变化量较小；而后，将积分电压传输给变阻晶体管，由于积分电压的变化量较小，因此，变阻晶体管的电阻变化也比较小，由此，可以逐渐改变与直流转换器中等效电阻的大小，从而逐渐改变导通时间；也就是，同步管从一种导通时间状态切换到另一种导通时间状态的这一过程是逐渐变化的，而等效电阻也是从一个阻值逐渐变化到另一个阻值，因此，可以减小因电阻变化过大所导致的开关频率变化大的问题，继而缓解了直流转换器的输出振荡。

[0130] 需要说明的是，本发明中采用步骤编号（字母或数字编号）来指代某些具体的方法步骤，仅仅是出于描述方便和简洁的目的，而绝不是用字母或数字来限制这些方法步骤的顺序。本领域的技术人员能够明了，相关方法步骤的顺序，应由技术本身决定，不应因步骤编号的存在而被不适当地限制，本领域技术人员可以根据技术本身确定各种允许的、合理的步骤顺序。

[0131] 本领域的技术人员能够理解的是，在不冲突的前提下，上述各优选方案可以自由地组合、叠加。

[0132] 应当理解，上述的实施方式仅是示例性的，而非限制性的，在不偏离本发明的基本原理的情况下，本领域的技术人员可以针对上述细节做出的各种明显的或等同的修改或替换，都将包含于本发明的权利要求范围内。