一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器

摘要

本发明属于微波、毫米波、太赫兹器件技术领域，具体为一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器。是根据任何一种线极化波可矢量分解为两个正交圆极化波的基本原理，通过“圆波导内输入端口处沿输出方向设阶梯形隔板；阶梯形隔板连接波导匹配段输出端口，并与波导匹配段之间缝隙、输入波导之间缝隙处于同一直线，其宽度与波导匹配段之间的缝隙宽度相同”这一结构，将输入的线极化TE10模式矢量分解为两个正交圆极化TE11模式，实现正交模的90°相位差，使TE11模式表现出旋转场特性。旋转的TE11模式将电磁能量随时间等功率地分配至N路矩形波导，实现超宽频带的模式转换和功率分配。本发明结构简单、易于加工且转换效率高。

权利要求

1.一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，包括隔板圆极化器和N路径向功率分配器，其特征在于：

所述隔板圆极化器包括输入矩形波导、波导匹配结构和圆波导；输入矩形波导有2个，2个输入矩形波导的宽面并行排列，2个输入矩形波导之间留有缝隙；波导匹配结构由2组相同的波导匹配段组成，每组波导匹配段均由4个矩形腔组成，4个矩形腔沿圆波导方向按照矩形腔的体积由大到小依次连接；每组波导匹配段的输入端各以其最大的矩形腔连接一个输入矩形波导，输出端均与圆波导的输入端连接，两组波导匹配段之间也留有缝隙，其缝隙的宽度与两个输入矩形波导之间的缝隙宽度相同；

圆波导内输入端口处沿输出方向设有逐渐变小的阶梯形隔板；阶梯形隔板的输入端将圆波导的输入段的腔体分成两个密闭的腔体；阶梯形隔板连接波导匹配段的输出端口，并与两组波导匹配段之间缝隙处于同一平面，其宽度与波导匹配段之间的缝隙宽度相同；圆波导的输出端连接N路径向功率分配器，通过N路径向功率分配器实现功率的分配。

2.根据权利要求1所述的一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，其特征在于：所述N路径向功率分配器包括位于中心的匹配结构、与匹配结构相连且呈径向分布的N个输出矩形波导；匹配结构由匹配圆波导和2级匹配圆柱组成；匹配圆波导的输入端连接圆波导的输出端，输出端连接2级匹配圆柱；2级匹配圆柱由第一圆柱和第二圆柱组成；第一圆柱与第二圆柱同轴，其底面重叠在第二圆柱的顶面，顶面与匹配圆波导输出端相连；第二圆柱的直径大于第一圆柱的直径，其底面与N个输出矩形波导相连。

3.根据权利要求1所述的一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，其特征在于：所述波导匹配段的长度为1/4波导波长。

4.根据权利要求1所述的一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，其特征在于：所述圆波导直径长度为输入矩形波导宽边a长度的0.75～1倍。

5.根据权利要求1所述的一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，其特征在于：所述组成波导匹配段的每个矩形腔腔体内壁的四个角均倒圆角，且圆角的半径沿圆波导方向依次减小。

6.根据权利要求1所述的一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，其特征在于：所述阶梯形隔板为4级台阶状隔板，每级台阶的高度h和长度L沿电磁波传输方向依次递减，4级台阶状隔板配合波导匹配段增加了工作带宽。

7.根据权利要求1所述的一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，其特征在于：所述阶梯形隔板与圆波导连接处倒圆角。

8.根据权利要求1所述的一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，其特征在于：所述N路径向功率分配器的匹配圆波导，其波导长度为1/4波导波长，匹配圆波导的直径是圆波导直径的1～1.3倍。

9.根据权利要求1所述的一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，其特征在于：所述N≥3。

说明书

一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器

技术领域

[0001] 本发明属于微波、毫米波、太赫兹器件技术领域，具体涉及一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器。

背景技术

[0002] 在现代通信发射系统中，功率放大器决定着系统的发射输出功率，进而影响了系统的工作距离、工作效率等指标。传统的真空电子器件能输出高达几百瓦的功率，但因其体积大、带宽小、加工难度高等不利因素，导致其逐渐被固态半导体器件取代。相比之下，固态半导体器件体积小、寿命长、工作电压低且可以批量加工生产更具优势。然而，随着工作频率的升高，固态半导体器件的输出功率随频率下降，特别是到了毫米波频段，单个固态毫米器件的输出功率有时只有数十毫瓦，需要将多个固态半导体器件的功率进行合成来提高功率电平，因此，径向功率合成技术研究也成为热潮。

[0003] 传统的径向功率合成模式为场分布空间对称的模式，如同轴TEM模式、圆波导TM01模式、圆波导TE01模式等。但随着频率的升高，同轴线中的中心导体难以加工，而圆波导TM01、TE01等模式为圆波导的高次模，存在主模干扰，影响分配/合成效率。圆极化TE11模式为圆波导的主模，不存在模式干扰问题，且在高频段相比同轴线更易于加工，避免了上述问题。

[0004] 如现有技术中公开的一种基于圆极化波的径向功率分配器，该径向功率分配器在矩形波导内设有模式转换器，通过模式转换器在圆波导中激励起圆极化TE11模，从而实现圆波导内电磁场分布的时间对称性，再经多路功率分配器实现圆波导内圆极化TE11模到n个矩形波导TE10模的模式转换和能量分配。相较于传统径向功率合成/分配模式而言，该径向功率分配器虽然解决了主模干扰问题，但是在进行模式转换的过程中，先采用90°电桥和180°功分器对信号进行分配，再接四个波导空间扭曲波导来实现模式的转换，这种方式无形之中增加了结构的复杂度，不利于加工装配且能量损耗较大。为充分利用圆极化TE11模式在功率合成方向的优势，开发一种结构简单、易于设计和能宽频带工作的基于圆波导TE11模式的径向功率分配结构迫在眉睫。

发明内容

[0005] 针对现有基于圆极化波的径向功率分配器存在的结构复杂、加工困难的问题，本发明提出了一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，结构简单，易于加工，且转换效率高。

[0006] 本发明采用的技术方案如下：

[0007] 一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，包括隔板圆极化器和N路径向功率分配器；

[0008] 所述隔板圆极化器包括输入矩形波导、波导匹配结构和圆波导；

[0009] 输入矩形波导有2个，2个输入矩形波导并行排列，2个输入矩形波导之间留有缝隙；波导匹配结构由2组相同的波导匹配段组成，每组波导匹配段均由4个矩形腔组成，4个矩形腔沿圆波导方向按照矩形腔的体积由大到小依次连接；每组波导匹配段的输入端各以其最大的矩形腔连接一个输入矩形波导，输出端均与圆波导的输入端连接，两组波导匹配段之间也留有缝隙，其缝隙的宽度与两个输入矩形波导之间的缝隙宽度相同；

[0010] 圆波导内输入端口处沿输出方向设有逐渐变小的阶梯形隔板；阶梯形隔板的输入端将圆波导的输入段的腔体分成两个密闭的腔体；阶梯形隔板连接波导匹配段的输出端口，并与两组波导匹配段之间缝隙处于同一平面，其宽度与波导匹配段之间的缝隙宽度相同；圆波导的输出端连接N路径向功率分配器，通过N路径向功率分配器实现功率的分配。

[0011] 作为优选，所述N路径向功率分配器包括位于中心的匹配结构、与匹配结构相连且呈径向分布的N个输出矩形波导；匹配结构由匹配圆波导和2级匹配圆柱组成；匹配圆波导的输入端连接圆波导的输出端，输出端连接2级匹配圆柱；2级匹配圆柱由第一圆柱和第二圆柱组成；第一圆柱与第二圆柱同轴，其底面重叠在第二圆柱的顶面，顶面与匹配圆波导输出端相连；第二圆柱的直径大于第一圆柱的直径，其底面与N个输出矩形波导相连。

[0012] 作为优选，所述波导匹配段的长度为1/4波导波长，实现圆极化TE11模到N个矩形波导TE10模的转换和功率分配的同时，缩短了传输路径。

[0013] 作为优选，所述圆波导直径长度为输入矩形波导宽边a长度的0.75～1倍；可以避免其他模式的干扰，模式纯度更高。

[0014] 作为优选，所述组成波导匹配段的每个矩形腔腔体内壁的四个角均倒圆角，且圆角的半径沿圆波导方向依次减小，进一步降低加工难度的同时减少了损耗。

[0015] 作为优选，所述阶梯形隔板为4级台阶状隔板，每级台阶的高度h和长度L沿电磁波传输方向依次递减。通过4级台阶状隔板配合波导匹配段增加了工作带宽。

[0016] 作为优选，所述阶梯形隔板与圆波导连接处倒圆角，以便于加工制作。

[0017] 作为优选，所述N路径向功率分配器的匹配圆波导，其波导长度为1/4波导波长，波导直径大于圆波导直径(匹配圆波导的直径是圆波导直径的1～1.3倍)。

[0018] 作为优选，所述N≥3。

[0019] 本发明提供的一种基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，是根据任何一种线极化波可矢量分解为两个正交的圆极化波的基本原理，通过“圆波导内输入端口处沿输出方向设有阶梯形隔板，阶梯形隔板连接波导匹配段的输出端口，并与波导匹配段之间缝隙、输入波导之间的缝隙处于同一直线，其宽度与波导匹配段之间的缝隙宽度相同”这一特定结构将隔板圆极化器输入的线极化TE10模式矢量分解为两个正交的圆极化TE11模式，并实现正交模的90°相位差，使TE11模式表现出旋转场特性。旋转的TE11模式将电磁能量随时间等功率地分配至N路矩形波导，实现宽频带的模式转换和功率的分配。

[0020] 与现有技术相比，本发明具有以下有优点：

[0021] 1.本发明是由隔板圆极化器、圆波导以及N路径向功率分配器三部分组成，隔板圆极化器经圆波导与N路径向功率分配器的连接，整体结构简单，可降低装配难度。在整个结构中，隔板圆极化器由2个输入标准矩形波导和2组由矩形腔构成的波导匹配段组成，N路径向功率分配器也为常规易于加工装配结构，避免装配误差引入额外损耗。

[0022] 2.利用时间对称性原理，使空间不对称的波导主模用于功率合成，更容易抑制高次干扰模，保证模式纯度。本发明结构中的圆波导直径为矩形波导宽边长度的0.75‑1倍，可有效减少干扰模的激励，且圆波导直径符合单模传输的要求，进一步提升模式纯度。

[0023] 3.所述组成波导匹配段的每个矩形腔腔体内壁的四个角均为倒圆角，且倒圆角的半径沿电磁波传输方向依次减小，进一步减少不连续性导致的损耗，同时降低了加工难度。使结构尤其适用于毫米波频率高端。

[0024] 4、所述阶梯形隔板为4级台阶状隔板，每级台阶的高度和长度沿电磁波传输方向依次递减。通过4级台阶状隔板与2组矩形波导匹配段(4级匹配结构的)组成的波导匹配段配合，增加了工作带宽。

附图说明

[0025] 图1为本发明实施例1提供的基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器(以N＝8为例)的三维立体示意图；

[0026] 图2为本发明实施例1提供的基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器(以N＝8为例)的俯视图；

[0027] 图3为本发明实施例1提供的基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器中隔板圆极化器的三维立体图；

[0028] 图4为图3的右视图；

[0029] 图5为图3的正视图；

[0030] 图6为图3的俯视图；

[0031] 图7为本发明实施例1提供的基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器中N路径向功率分配器(以N＝8为例)的三维立体图；

[0032] 图8为图7的俯视图；

[0033] 图9为图7的正视图；

[0034] 图10为本发明实施例1提供的功率分配器应用于WR‑4波导频段的电场分布图；

[0035] 图11为本发明实施例1提供的功率分配器应用于WR‑4波导频段的Sn1仿真结果图；

[0036] 图12本发明实施例1提供的功率分配器应用于WR‑4波导频段的各输出端口相位关系的仿真结果图；

[0037] 附图标记：

[0038] 1：隔板圆极化器；101：矩形波导；102：波导匹配段；103：阶梯形隔板；104：输出圆波导；2：8路径向功率分配器；201：输入圆波导；202：匹配圆波导；203：匹配圆柱；204：N路径向功率分配器的矩形波导；a：矩形波导宽边；h隔板台阶高度；L：隔板台阶长度。

具体实施方式

[0039] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清晰，结合以下具体实施例，并参照附图，对本发明做进一步的说明。本实施例仅为说明方案，其权利要求并不只局限于此实施例。

[0040] 本实施例提供了一种工作在195～265GHz的基于圆极化TE11模的超宽带径向功率分配器，结构如图1、图2所示，包括隔板圆极化器1和N路径向功率分配器2。

[0041] 所述隔板圆极化器1的结构如图4、图5、图6、图7所示，包括输入矩形波导101、波导匹配结构102和圆波导104；输入矩形波导有2个，均采用标准矩形波导，尺寸均为1.092mm*0.546mm；2个输入矩形波导并行排列，2个输入矩形波导之间留有缝隙。波导匹配结构102是由2组波导匹配段组成；每组波导匹配段均由4个矩形腔组成，4个矩形腔长度相同，长度均为1/4波导波长，每个矩形腔长度均为0.309mm，沿圆波导104方向按照矩形腔的体积由大到小依次连接。为进一步降低加工难度，4个矩形腔腔体内壁的四个角均倒圆角，且圆角的半径沿圆波导方向依次减小。每组波导匹配段的输入端各以其最大的矩形腔连接一个输入矩形波导101，输出端均与圆波导104的输入端连接。两组波导匹配段之间也留有缝隙，其缝隙的宽度与输入矩形波导之间的缝隙宽度相同。圆波导104内输入端口处沿输出方向设有逐渐变小的阶梯形隔板103；阶梯形隔板103的输入端将圆波导的输入段的腔体分成两个密闭的腔体阶梯形隔板连接波导匹配段的输出端口。阶梯形隔板、匹配段之间缝隙和输入波导之间的缝隙处于同一平面，且它们的宽度相同，均为0.109mm。为进一步降低加工制作难度，本实施例的阶梯形隔板103与圆波导104连接处倒圆角。所述阶梯形隔板103为4级阶梯形隔板，每级台阶的长度L、高度h尺寸沿圆波导方向级逐渐减小。圆波导104的输出端连接N路径向功率分配器2。

[0042] 所述N路径向功率分配器2如图7、图8、图9所示，其结构由半径0.508mm的圆波导201、位于中心的匹配结构、以及与匹配结构相连且呈径向分布的8个输出矩形波导204组成。输出矩形波导204为WR‑4型号标准矩形波导，匹配结构由匹配圆波导202和2级匹配圆柱
203组成。圆波导201的输入端连接圆波导104输出端，输出端连接匹配圆波导202的输入端；
匹配圆波导202的半径为0.624mm，长度为0.478mm，输出端连接2级匹配圆柱203。2级匹配圆柱203由第一圆柱和第二圆柱组成；第一圆柱的直径为0.276mm，高度为0.237mm；第二圆柱直径为1.071mm、高度为0.119mm。第一圆柱与第二圆柱同轴，其底面重叠在第二圆柱的顶面，顶面与匹配圆波导202输出端相连；第二圆柱的底面与N个输出矩形波导相连。

[0043] 在实际实施时，隔板圆极化器中圆波导104直径与8路径向功率分配器2中的圆波导201在尺寸上满足需要主模传输条件：即半径 其中R表示圆波导半径，μ表示m阶贝塞尔函数的第n个根，λc表示截止波长，圆波导主模TE11模对应的m＝1，n＝1。也就是说，作为隔板化圆极化器1输出端的圆波导104和作为8路径向功率分配器2输入端的圆波导201直径相同。根据实施的具体情况，作为隔板化圆极化器1的输出端和8路径向功率分配器的输入端可以采用一个圆波导来实现。

[0044] 电磁波从隔板圆极化器的两个矩形波导输入后，通过圆波导内与波导匹配段相连的一端设有的阶梯形隔板与隔板圆极化器中缝隙的配合，将隔板圆极化器输入的线极化TE10模式矢量分解为两个正交的圆极化TE11模式，并实现正交模的90°相位差，使TE11模式表现出旋转场特性。然后通过8路径向功率分配器2使旋转的TE11模式将电磁能量随时间等功率地分配至8路标准矩形波导输出，实现宽频带的模式转换和功率的分配。本发明在设计上避免了使用同轴线的TEM模、圆波导的TE01模等具有空间对称性的传播模式，根据时间对称性，用圆波导主模TE11模式来进行径向功率分配，加工难度相对容易，工作模式更加纯净。

[0045] 本实施例采用隔板圆极化器1与8路径向功率分配器2，实现输入电磁波的等能量分配。在隔板圆极化器1中，通过对隔板圆极化器和8路径向功率分配器中各部件的尺寸调整实现带宽的调整。为便于验证本实施例提出的功率分配器性能，将其应用于WR‑4波导频段进行仿真，其电场分布图如图10所示，可知矩形波导输入的TE10模式，经隔板圆极化器1后生成具有旋转场特性的圆极化TE11模式，后经8路径向功率分配器将圆极化TE11模转换为矩形波导TE10模式，实现了等功率分配。

[0046] 上述结构在WR‑4波导频段的仿真结果如图11、12所示，可知，在195～265GHz的工作频段，各支路幅度不平衡优于±0.5dB，相位不平衡优于90±5°，输入端口回波损耗优于25dB，两矩形输入端口间隔离度优于18dB，相对带宽超过30％。

[0047] 上述实施例仅说明本发明的原理及优点，而非用于限制本发明,仅为帮助理解本发明原理，本发明保护范围亦不限于上述的配置和实施例，本领域技术人员可以根据公开技术做出不脱离本发明实质的其他各种具体变形与组合，但仍在本发明的保护范围内。