应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法

摘要

本公开提供了应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法，应用于卫星通信与信号处理技术领域，其中，接收方设备是卫星设备或地面设备，接收方设备包括模数转换芯片和数字处理芯片。模数转换芯片对接收到的时域连续信号进行处理，获得第一采样信号；第一采样信号对应于第一采样频率，第一采样频率是单倍码元速率；模数转换芯片将第一采样信号发送至数字处理芯片；数字处理芯片根据第一采样信号计算每个内插时刻的内插值，按内插时刻将第一采样信号和内插值组合为第二采样信号；其中，第二采样信号对应的第二采样频率为2倍码元速率。此方法可以降低对模数转换芯片的采样速率的需求，并且可以降低模数转换芯片的功耗。

权利要求

1.应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法，应用于接收方设备，所述接收方设备是卫星设备或地面设备，所述接收方设备包括模数转换芯片和数字处理芯片，其特征在于，包括：模数转换芯片对接收到的时域连续信号进行处理，获得第一采样信号；其中，所述第一采样信号对应于第一采样频率，所述第一采样频率是单倍码元速率；

所述模数转换芯片将所述第一采样信号发送至数字处理芯片；

所述数字处理芯片根据所述第一采样信号计算每个内插时刻的内插值，按所述内插时刻将所述第一采样信号和所述内插值组合为第二采样信号；其中，所述第二采样信号对应于第二采样频率，所述第二采样频率是2倍码元速率；

发送方设备使用M倍的第一采样频率对所述时域连续信号进行采样，获得第三采样信号；其中，所述M是大于1的整数；其中，所述第一采样频率是单倍码元速率；

将所述第三采样信号中每个码元对应的连续的M个采样点中相同位置的M‑1个采样点设置为零，获得第四采样信号；

发送与所述第四采样信号对应的时域连续信号。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述模数转换芯片对接收到的时域连续信号进行处理，获得第一采样信号，包括：所述模数转换芯片使用第一采样频率对所述时域连续信号进行采样，获得第一采样信号；其中，所述第一采样频率是单倍码元速率。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述内插时刻是所述第一采样信号中相应的相邻两个码元峰值点中间的过零位置。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述内插时刻的内插值是所述第一采样信号中所有采样时刻的冲击信号经过带通滤波器后的时域信号在所述内插时刻的叠加值。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述方法还包括：

使用接收方设备和发送方设备均已知的测试信号，对目标信道的频谱响应进行测试，确定所述目标信道对应的带通滤波器的频谱特性；

其中，测试信号包含目标信道的带内所有频谱分量；所述目标信道包括发送方设备的成形滤波器、用于传输无线数据的无线信道、接收方设备的匹配滤波器，所述目标信道是线性时不变信道。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，

所述带通滤波器的系统函数为升余弦函数，成形系数为0.5，相应的码元个数大于30。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，

所述码元个数为31。

说明书

应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法

技术领域

[0001] 本公开涉及卫星通信与信号处理技术领域，尤其涉及应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法。

背景技术

[0002] 奈奎斯特采样定理是通信领域和信号处理领域需要遵守的基本规律之一。奈奎斯特采样定理包括：采样频率fs大于时域信号对应的最高频率fmax的2倍，即fs>=2fmax时采样之后的离散信号可以完整地保留时域信号中的信息，且不会造成频谱混叠。在采样频率不满足奈奎斯特采样定理时，会产生频谱混叠的情况，影响后续的信道补偿、频谱显示、时钟恢复等功能。

[0003] 在需要达到的码元速率较高时，无法获得合适的模数转换芯片是需要解决的技术问题。

发明内容

[0004] 为克服相关技术中存在的问题，本公开提供应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法，应用于接收方设备，应用于接收方设备，所述接收方设备是卫星设备或地面设备，所述接收方设备包括模数转换芯片和数字处理芯片，包括：

[0005] 模数转换芯片对接收到的时域连续信号进行处理，获得第一采样信号；其中，所述第一采样信号对应于第一采样频率，所述第一采样频率是单倍码元速率；

[0006] 所述模数转换芯片将所述第一采样信号发送至数字处理芯片；

[0007] 所述数字处理芯片根据所述第一采样信号计算每个内插时刻的内插值，按所述内插时刻将所述第一采样信号和所述内插值组合为第二采样信号；其中，所述第二采样信号对应于第二采样频率，所述第二采样频率为2倍码元速率。

[0008] 在一实施方式中，所述方法还包括：

[0009] 发送方设备使用M倍的第一采样频率对所述时域连续信号进行采样，获得第三采样信号；其中，所述M是大于1的整数；其中，所述第一采样频率是单倍码元速率；

[0010] 将所述第三采样信号中每个码元对应的连续的M个采样点中相同位置的M‑1个采样点设置为零，获得第四采样信号；

[0011] 发送与所述第四采样信号对应的时域连续信号。

[0012] 在一实施方式中，所述模数转换芯片对接收到的时域连续信号进行处理，获得第一采样信号，包括：所述模数转换芯片使用所述第一采样频率对所述时域连续信号进行采样，获得第一采样信号；其中，所述第一采样频率是单倍码元速率。

[0013] 在一实施方式中，所述内插时刻是所述第一采样信号中相应的相邻两个码元峰值点中间的过零位置。

[0014] 在一实施方式中，所述内插时刻的内插值是所述第一采样信号中所有采样时刻的冲击信号经过带通滤波器后的时域信号在所述内插时刻的叠加值。

[0015] 在一实施方式中，所述方法还包括：

[0016] 使用接收方设备和发送方设备均已知的测试信号，对目标信道的频谱响应进行测试，确定所述目标信道对应的带通滤波器的频谱特性；

[0017] 其中，测试信号包含目标信道的带内所有频谱分量；所述目标信道包括发送方设备的成形滤波器、用于传输无线数据的无线信道、接收方设备的匹配滤波器，所述目标信道是所述线性时不变信道。

[0018] 在一实施方式中，所述带通滤波器的系统函数为升余弦函数，成形系数为0.5，相应的码元个数大于30。

[0019] 在一实施方式中，所述码元个数为31。

[0020] 本公开的实施例提供的技术方案可以包括以下有益效果：

[0021] 1、降低了信号采样频率，从而降低了对模数转换芯片的采样速率的需求，有利于实现对超高速信号的采样处理。

[0022] 2、降低了模数转换芯片的功耗。

[0023] 3、降低了模数转换芯片与数字处理芯片件的信号传输速率，解决了高速数字接口难题。

[0024] 应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。

附图说明

[0025] 此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本发明的实施例，并与说明书一起用于解释本发明的原理。

[0026] 图1是根据一示例性实施例示出的一种应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法的流程图；

[0027] 图2是根据一示例性实施例示出的另一种应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法的流程图；

[0028] 图3是根据一示例性实施例示出的冲击信号经过带限后的时域延拓情况的示意图。

具体实施方式

[0029] 这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本发明相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本发明的一些方面相一致的装置和方法的例子。

[0030] 申请人在研究中发现：

[0031] 1、在码元速率较高时，接收方设备需要模数转换芯片具有较高采样速率，尤其在码元速率高到一定程度时，有可能没有合适的模数转换芯片达到使用需求。

[0032] 2、在需要达到的码元速率较高时，接收方设备的模数转换芯片将采样后的数据发送至数字处理芯片后，模数转换芯片与数字处理芯片之间数据传输速率较高，造成巨大的数据传输压力。

[0033] 本公开实施例提供了一种应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法。应用于接收方设备，此接收方设备是卫星设备或地面设备。所述接收方设备包括模数转换芯片和数字处理芯片。

[0034] 如图1所示，应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法，包括：

[0035] 步骤S101，模数转换芯片对接收到的时域连续信号进行处理，获得第一采样信号；其中，所述第一采样信号对应于第一采样频率，所述第一采样频率是单倍码元速率；

[0036] 步骤S102，所述模数转换芯片将所述第一采样信号发送至数字处理芯片；

[0037] 步骤S103，所述数字处理芯片根据所述第一采样信号计算每个内插时刻的内插值，按所述内插时刻将所述第一采样信号和所述内插值组合为第二采样信号；其中，所述第二采样信号对应于第二采样频率，所述第二采样频率为2倍码元速率。

[0038] 在一种实施方式中，步骤S101中单倍码元速率是所述时域连续信号对应的最高频率。2倍码元速率是所述时域连续信号对应的最高频率的2倍。

[0039] 本公开实施例可以达到以下技术效果：

[0040] 1、降低了信号采样频率，从而降低了对模数转换芯片的采样速率的需求，有利于实现对超高速信号的采样处理。

[0041] 2、降低了模数转换芯片的功耗。

[0042] 3、降低了模数转换芯片与数字处理芯片件的信号传输速率，解决了高速数字接口难题。

[0043] 本公开实施例提供了一种应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法。应用于接收方设备，所述接收方设备是卫星设备或地面设备。所述接收方设备包括模数转换芯片和数字处理芯片。

[0044] 此方法包括步骤S100‑1所述步骤S101至步骤S103。

[0045] 其中，步骤S100‑1具体包括：

[0046] 发送方设备使用M倍的第一采样频率对所述时域连续信号进行采样，获得第三采样信号；其中，所述M是大于1的整数；其中，所述第一采样频率是单倍码元速率；

[0047] 为了信号能够在带宽受限信道内传输，需要把传输信号进行白化，将每个码元只保留1个采样点，其它采样点设置为零值，即：将所述第三采样信号中每个码元对应的连续的M个采样点中相同位置的M‑1个采样点设置为零，获得第四采样信号；

[0048] 发送与所述第四采样信号对应的时域连续信号。

[0049] 在一示例中，M的值为3。步骤S201中，所述第三采样信号中每个码元均对应于3个连续的采样点。其中，将所述第三采样信号中每个码元对应的连续的M个采样点中相同位置的M‑1个采样点设置为零是指：

[0050] 设置所述第三采样信号中每个码元对应的连续的3个采样点中前2个采样点的值为0，

[0051] 或者，设置所述第三采样信号中每个码元对应的连续的3个采样点中后2个采样点的值为0，

[0052] 或者，设置所述第三采样信号中每个码元对应的连续的3个采样点中第1个采样点和第3个采样点的值为0。

[0053] 在一示例中，M的值为4。步骤S201中，所述第三采样信号中每个码元均对应于4个连续的采样点。其中，将所述第三采样信号中每个码元对应的连续的M个采样点中相同位置的M‑1个采样点设置为零是指：

[0054] 设置所述第三采样信号中每个码元对应的连续的4个采样点中前3个采样点的值为0，

[0055] 或者，设置所述第三采样信号中每个码元对应的连续的4个采样点中后3个采样点的值为0，

[0056] 或者，设置所述第三采样信号中每个码元对应的连续的4个采样点中除第2个采样点之外的其它3个采样点的值为0；

[0057] 或者，设置所述第三采样信号中每个码元对应的连续的4个采样点中除第3个采样点之外的其它3个采样点的值为0。

[0058] 本公开实施例提供了应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法。应用于接收方设备，所述接收方设备是卫星设备或地面设备。所述接收方设备包括模数转换芯片和数字处理芯片。

[0059] 此方法包括所述步骤S101至步骤S103。

[0060] 其中，步骤S101中所述模数转换芯片对接收到的时域连续信号进行处理，获得第一采样信号，包括：

[0061] 所述模数转换芯片使用所述第一采样频率对所述时域连续信号进行采样，获得第一采样信号；其中，所述第一采样频率是单倍码元速率。

[0062] 本公开实施例提供了应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法。应用于接收方设备，所述接收方设备是卫星设备或地面设备。所述接收方设备包括模数转换芯片和数字处理芯片。

[0063] 此方法包括所述步骤S101至步骤S103。

[0064] 并且，所述内插时刻是所述第一采样信号中相应的相邻两个码元峰值点中间的过零位置。

[0065] 所述内插时刻的内插值是所述第一采样信号中所有采样时刻的冲击信号经过带通滤波器后的时域信号在所述内插时刻的叠加值。

[0066] 本公开实施例中，通过将所述叠加值作为内插时刻的内插值，可以抑制插值点频谱的第一旁瓣，降低内插点的噪声值。

[0067] 本公开实施例提供了应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法。应用于接收方设备，所述接收方设备是卫星设备或地面设备。所述接收方设备包括模数转换芯片和数字处理芯片。

[0068] 如图2所示，应用于高速传输的基于先验滤波的单倍码元速率采样方法，包括：步骤S100以及所述步骤S101至步骤S103。

[0069] 其中，步骤S100包括：使用接收方设备和发送方设备均已知的测试信号，对目标信道的频谱响应进行测试，确定所述目标信道对应的带通滤波器的频谱特性。

[0070] 其中，测试信号包含目标信道的带内所有频谱分量；所述目标信道包括发送方设备的成形滤波器、用于传输无线数据的无线信道、接收方设备的匹配滤波器，所述目标信道是所述线性时不变信道。

[0071]  下面通过一个具体实施例进行说明。

[0072] 具体实施例

[0073] 以卫星遥感数据向地面传输数据的场景为例进行说明。

[0074] 使用测试信号对目标信道行测试，确定所述目标信道对应的带通滤波器的频谱特性。确定此带通滤波器的频域系统函数为 ，且符合奈奎斯特无码间串扰的条件，其时域的系统函数为h(t) 。

[0075] 在信号正交传输时，对于I路和Q路信号进行并行处理，为了便于表述，这里只描述对于I路信号的处理过程。

[0076] 传输前，I路信号的表达式为s(t)，如式（1）所示：

[0077]                                            (1)

[0078] 其中T为码元周期，a(t)为携带信息的随机变量，其幅度值随着基带信息和调制映射关系而变化，在正交相移键控（Quadrature Phase Shift Keying，QPSK）体制方式下，a(t)的取值如式（2）所示：

[0079]                                   (2)

[0080] 卫星载荷的FPGA对s(t)进行M倍的采样，被采样后的信号为如式（3）所示的 ：

[0081]                                   (3)

[0082] 其中，δ(t)为冲击信号；m表示每个码元的采样点序号，取值从0到M‑1； TS为采样周期。

[0083] 为了信号能够在带宽受限信道内传输，把传输信号进行白化处理，即每个码元只保留1个采样点，将其它采样点变为零值。

[0084] 把s(t)在时间区间[nT,(n+1)T]的取值定义为an ，即如式（4）所示：

[0085]                            (4)

[0086] 其中，an为随机变量，在每个码元周期内取值恒定。

[0087] 白化处理后的表达式如式（5）所示：

[0088]                (5)

[0089] 信号 通过信道 后，频域带宽受到切割，信号在时域内进行扩展，如图3所示。

[0090] 冲击信号经过带限系统后的延拓的时域表达式为系统的冲击响应，其中，信道的系统函数和冲击响应为一对傅立叶变换对。

[0091] 的第N个码元的冲击样点值为

[0092]                               (6)

[0093] 该冲击信号经过信道后的时域信号为yN(t) ：

[0094]                              (7)

[0095] 由图3可知，在两个码元峰值点中间的过零点位置（内插时刻）插入内插值，此内插值由  中的各采样时刻的冲击信号经过带通滤波器后的时域信号在所述内插时刻的叠加值；

[0096] 即内插时刻应插入的数值为：

[0097]                          (8)

[0098] 接收方设备将通过式（8）计算出的不同内插时刻的内插值与 组合后，使得采样信号恢复成2倍码元速率，使此采样序列满足了奈奎斯特采样定理。

[0099] 下述描述用于验证内插算法可以对信号的第一旁瓣具有良好的抑制作用。

[0100] 对基于先验滤波的内插算法进行仿真，仿真条件为：带限信道的系统函数为升余弦函数，成形系数为0.5，分别取码元个数1、3、9、17、25、31。FFT运算1024点。

[0101] 选取相关运算码元个数分别为1、3、9、17、25、31内插后的频谱图，通过对频谱图中不同内插码元个数信号频谱的测量，采样3个码元内插时，对第一旁瓣的抑制只能达到20dB；采用31个码元内插时，对第一旁瓣的抑制可达到60dB；随着内插码元个数的增加，对第一旁瓣的抑制不断增强。

[0102] 因此，当先验滤波内插算法选取相关运算码元的个数大于30个，内插算法可以对信号的第一旁瓣具有良好的抑制作用。

[0103] 下述内容用于说明先验滤波的内插算法对信噪比的改善。

[0104] 信道内存在高斯白噪声，在内插前，任意取样时刻（t=nT）的高斯白噪声信号ζn，为2
其均值为a，方差为σ。如果线性系统的输入是高斯信号，则系统的输出也是高斯信号。

[0105] 经过内插后，在内插时刻的高斯白噪声信号为：

[0106]

[0107] 经过内插后，在内插点的高斯白噪声信号由其特征值决定。

[0108] 内插时刻的均值为：

[0109]

[0110] 因为E[ζn]=0 ，所以内插时刻的随机信号的均值也为零，即E[ζNI]=0。

[0111] 内插时刻的方差为：

[0112]

[0113] 即：

[0114]

[0115] 将上式展开，在展开式中的各元素分为相同元素的平方和不同元素的乘积两种，不同元素的乘积表示在不同时刻噪声信号的乘积，因为高斯白噪声信号各时刻之间相互独立，所以不同元素的乘积均值为零。

[0116] 从而通过以上分析上式可以表示为：

[0117]

[0118] 随机信号方差代表该信号的交流功率，在均值为零的情况下，内插时刻噪声信号的交流功率即为该信号的总功率。上式表明，内插时刻的信号方差与传输信道的系统函数紧密相关。

[0119] 内插时刻的噪声功率可等效为系统函数在不同内插时刻取样的平方和，即[0120]

[0121] 采用MATALAB软件对上式进行计算比较。

[0122] 在不同的成形系数的情况下，对QPSK调制信号进行差值，其信噪比恶化如表1所示。

[0123] 表1两倍内插不同成形系数的噪声功率恶化情况

[0124]

[0125]

[0126] 在31个码元相关运算时，由于内插值为过零点值，且都是信号的非峰值点内插，因此在内插点的噪声值不但没有恶化，反而比直接采样会优化。信号的成形系数越大，滤波后的拖尾越小，响应的噪声功率也会小，在内插中对噪声的抑制越明显；在成形系数为0.1时，内插点的信噪比比直接采样改善0.39dB；成形系数为0.9时，内插点的信噪比改善2.6dB。

[0127] 所以，先验滤波内插算法对信噪比是有改善的。

[0128] 本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本发明的其它实施方案。本申请旨在涵盖本发明的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本发明的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本发明的真正范围和精神由下面的权利要求指出。

[0129] 应当理解的是，本发明并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本发明的范围仅由所附的权利要求来限制。