本发明公开了一种用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，包括如下步骤：步骤A：检测模块采用基于相敏检波技术的电压幅值检测方法对全桥逆变器的输出电压vout进行采样，得到中频输出电压Vm和高频输出电压Vh；步骤B：控制和调制模块获取高频输出参考电压Vhr、中频输出参考电压Vmr、中频输出电压Vm和高频输出电压Vh；步骤C：计算Vhr与Vh的差值A；计算Vmr与Vm的差值B；步骤D：通过PI控制方法计算两路正弦波调制信号的幅值K以及相位差θ；步骤E：通过改进型SPWM方法生成两路正弦波调制信号SPWMA和SPWMB驱动驱动全桥逆变器工作。本发明通过基于相敏检波技术的电压幅值检测方法以及PI控制方法可以实现精准的解耦调节。
1.一种用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，用于一种解耦调节系统，解耦调节系统包括硬件模块，硬件模块设置有全桥逆变器，全桥逆变器的输出端组连接有双谐振四元件结构，全桥逆变器的输出端组还连接有检测模块，检测模块连接有控制和调制模块，控制和调制模块连接全桥逆变器的控制端组驱动其工作，其特征在于，包括如下步骤：步骤A：检测模块采用基于相敏检波技术的电压幅值检测方法对全桥逆变器的输出电压vout进行采样，分别得到全桥逆变器的中频输出电压Vm和高频输出电压Vh传送给控制和调制模块；
步骤B：控制和调制模块获取高频输出参考电压Vhr、中频输出参考电压Vmr、中频输出电压Vm和高频输出电压Vh；
步骤C：控制和调制模块计算高频输出参考电压Vhr与高频输出电压Vh的差值A，计算中频输出参考电压Vmr与中频输出电压Vm的差值B；
步骤D：控制和调制模块通过PI控制方法计算两路正弦波调制信号的幅值K以及它们之间的相位差θ；
步骤E：控制和调制模块通过改进型SPWM方法生成两路正弦波调制信号SPWMA和SPWMB驱动全桥逆变器工作。
2.根据权利要求1所述的用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，其特征在于：所述全桥逆变器设置有功率开关管S1、功率开关管S2、功率开关管S3以及功率开关管S4；功率开关管S1的D极连接直流电源E的正极，功率开关管S1的S极连接功率开关管S2的D极，功率开关管S2的S极连接直流电源E的负极，功率开关管S4的D极连接直流电源E的正极，功率开关管S4的S极连接功率开关管S3的D极，功率开关管S3的S极连接直流电源E的负极，功率开关管S1的S极和功率开关管S4的S极作为全桥逆变器的输出端组连接双谐振四元件结构；功率开关管S1的控制端G、功率开关管S2的控制端G、功率开关管S3的控制端G以及功率开关管S4的控制端G连接控制和调制模块；
所述双谐振四元件结构设置有电感L1、电容C1以及电容C2，还包括电感L2与电阻R，其中电感L2与电阻R是感应线圈的等效电感和等效电阻；电容C2的一端连接功率开关管S1的S极，电容C2的一端还连接电感L1的一端，电感L1的另一端连接电容C1的另一端，电容C1的另一端并接电容C2的另一端后连接电感L2的一端，电感L2的另一端经电阻R连接功率开关管S4的S极。
3.根据权利要求1所述的用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，其特征在于：所述步骤A中，检测模块采用基于相敏检波技术的电压幅值检测方法对全桥逆变器的输出电压vout进行采样，分别得到全桥逆变器的中频输出电压Vm和高频输出电压Vh传送给控制和调制模块包括：检测模块设置有第一PSD检测器和第二PSD检测器，第一PSD检测器的两个输入端组和第二PSD检测器的两个输入端组与全桥逆变器的输出端组连接；
第一PSD检测器和第二PSD检测器通过基于相敏检波技术的电压幅值检测方法对全桥逆变器的输出电压vout进行采样，分别得到全桥逆变器的中频输出电压Vm和高频输出电压Vh。
4.根据权利要求3所述的用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，其特征在于：所述第一PSD检测器通过基于相敏检波技术的电压幅值检测方法对全桥逆变器的输出电压vout进行采样，得到全桥逆变器的中频输出电压Vm包括：第一PSD检测器设置有第一Mul乘法运算模块和第二Mul乘法运算模块，第一Mul乘法运算模块和第二Mul乘法运算模块连接全桥逆变器的输出端组获取输出电压vout；
第一Mul乘法运算模块将输出电压vout与正交电压信号Ccos(ωmt)作乘法运算；其中C为固定已知常数，ωm为中频信号角频率；
第一Mul乘法运算模块连接有第一LPF低通滤波模块，第一LPF低通滤波模块对第一Mul乘法运算模块的运算结果作滤波处理，得到信号a1；
第二Mul乘法运算模块将输出电压vout与正交电压信号Csin(ωmt)作乘法运算；
第二Mul乘法运算模块连接有第二LPF低通滤波模块，第二LPF低通滤波模块对第二Mul乘法运算模块的运算结果作滤波处理，得到信号b1；
第一LPF低通滤波模块和第二LPF低通滤波模块连接有第一a/b除法运算模块；第一a/b除法运算模块将信号a1除以信号b1；
第一a/b除法运算模块连接有第一atan反正切运算模块，第一atan反正切运算模块将第一a/b除法运算模块的运算结果作反正切运算；
第一atan反正切运算模块连接有第一cos余弦运算模块，第一cos余弦运算模块将第一atan反正切运算模块的运算结果作余弦运算得到信号d1；
第二LPF低通滤波模块还连接有第一2/C乘法运算模块，第一2/C乘法运算模块将信号b1乘以2/C，得到信号c1；
第一cos余弦运算模块和第一2/C乘法运算模块连接有第一c/d除法运算模块；第一c/d除法运算模块将信号c1除以信号d1；
第一c/d除法运算模块连接有第一abs取绝对值运算模块，第一abs取绝对值运算模块将第一c/d除法运算模块的运算结果取绝对值得到中频输出电压Vm。
5.根据权利要求3所述的用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，其特征在于：所述第二PSD检测器通过基于相敏检波技术的电压幅值检测方法对全桥逆变器的输出电压vout进行采样，得到全桥逆变器的高频输出电压Vh包括：第二PSD检测器设置有第三Mul乘法运算模块和第四Mul乘法运算模块，第三Mul乘法运算模块和第四Mul乘法运算模块连接全桥逆变器的输出端组获取输出电压vout；
第三Mul乘法运算模块将输出电压vout与正交电压信号Ccos(ωht)作乘法运算；其中C为固定已知常数，ωh为高频信号角频率；
第三Mul乘法运算模块连接有第三LPF低通滤波模块，第三LPF低通滤波模块对第三Mul乘法运算模块的运算结果作滤波处理，得到信号a2；
第四Mul乘法运算模块将输出电压vout与正交电压信号Csin(ωht)作乘法运算；
第四Mul乘法运算模块连接有第四LPF低通滤波模块，第四LPF低通滤波模块对第四Mul乘法运算模块的运算结果作滤波处理，得到信号b2；
第三LPF低通滤波模块和第四LPF低通滤波模块连接有第二a/b除法运算模块；第二a/b除法运算模块将信号a2除以信号b2；
第二a/b除法运算模块连接有第二atan反正切运算模块，第二atan反正切运算模块将第二a/b除法运算模块的运算结果作反正切运算；
第二atan反正切运算模块连接有第二cos余弦运算模块，第二cos余弦运算模块将第二atan反正切运算模块的运算结果作余弦运算得到信号d2；
第四LPF低通滤波模块还连接有第二2/C乘法运算模块，第二2/C乘法运算模块将信号b2乘以2/C，得到信号c2；
第二cos余弦运算模块和第二2/C乘法运算模块连接有第二c/d除法运算模块；第二c/d除法运算模块将信号c2除以信号d2；
第二c/d除法运算模块连接有第二abs取绝对值运算模块，第二abs取绝对值运算模块将第二c/d除法运算模块的运算结果取绝对值得到高频输出电压Vh。
6.根据权利要求2所述的用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，其特征在于：所述步骤B中，控制和调制模块获取高频输出参考电压Vhr、中频输出参考电压Vmr、中频输出电压Vm和高频输出电压Vh包括：控制和调制模块设置有第一负反馈模块和第二负反馈模块，第一负反馈模块获取高频输出参考电压Vhr以及高频输出电压Vh；第二负反馈模块获取中频输出参考电压Vmr以及中频输出电压Vm；
所述步骤C中；控制和调制模块计算高频输出参考电压Vhr与高频输出电压Vh的差值A，计算中频输出参考电压Vmr与中频输出电压Vm的差值B包括：第一负反馈模块计算高频输出参考电压Vhr与高频输出电压Vh的差值A；第二负反馈模块计算中频输出参考电压Vmr与中频输出电压Vm的差值B。
7.根据权利要求6所述的用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，其特征在于：所述步骤D中，控制和调制模块通过PI控制方法计算两路正弦波调制信号的幅值K以及它们之间的相位差θ包括：控制和调制模块还设置有第一PI控制器和第二PI控制器，第一PI控制器连接第一负反馈模块；第二PI控制器连接第二负反馈模块；第一PI控制器获取差值A计算两路正弦波调制信号的幅值K；第二PI控制器获取差值B计算两路正弦波调制信号之间的相位差θ。
8.根据权利要求7所述的用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，其特征在于：第一PI控制器获取差值A计算两路正弦波调制信号的幅值K；第二PI控制器获取差值B计算两路正弦波调制信号之间的相位差θ包括：采用公式(1)计算两路正弦波调制信号的幅值K以及相位差θ；
公式(1)中，K为两路正弦波调制信号的幅值，θ为两路正弦波调制信号的相位差，Pk为第一PI控制器的P系数，Ik为第一PI控制器的I系数，Pθ为第二PI控制器的P系数，Iθ为第二PI控制器的I系数。
9.根据权利要求8所述的用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，其特征在于：所述步骤E中；控制和调制模块通过改进型SPWM方法生成两路正弦波调制信号SPWMA和SPWMB驱动全桥逆变器工作包括：控制和调制模块还设置有SPWM‑A正弦调制波发生器和SPWM‑B正弦调制波发生器；
SPWM‑A正弦调制波发生器连接第一PI控制器获取幅值K生成第一正弦调制波信号SPWMA；
SPWM‑B正弦调制波发生器连接第一PI控制器和第二PI控制器获取幅值K和相位差θ生成第二正弦调制波信号SPWMB；
第一正弦调制波信号SPWMA和第二正弦调制波信号SPWMB的方程如公式(2)所示：fm为电路中频谐振频率；
SPWM‑A正弦调制波发生器的输出端连接全桥逆变器的功率开关管S1的控制端G；SPWM‑A正弦调制波发生器的输出端经第一反相器连接全桥逆变器的功率开关管S2的控制端G；
SPWM‑B正弦调制波发生器的输出端连接全桥逆变器的功率开关管S3的控制端G；SPWM‑B正弦调制波发生器的输出端经第二反相器连接全桥逆变器的功率开关管S4的控制端G。
10.根据权利要求1所述的用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，其特征在于：两路正弦波调制信号SPWMA和SPWMB设置有载波，载波为双极性三角波CW，幅值为定值A，频率等于电路高频谐振频率。
用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法
技术领域
[0001] 本发明涉及金属件热处理技术领域，特别是涉及一种用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法。
背景技术
[0002] 为处理表面结构复杂的金属件热处理问题，双频感应加热的方法被提出。
[0003] 在对表面结构比较复杂的金属工件进行感应加热时，由于不同部位厚度的不同，单频感应加热很难满足工艺需求。双频电源能够通过感应线圈输出两种频率不同的交变磁场，可以对工件表面形成参透深度不同的两种电涡流，进而对工件实现大范围的均匀加热。目前，已有多篇论文和专利对双频感应加热方法进行研究和验证，例如：
[0004] V.Esteve等人在“High Power Resonant Inverter with Simultaneous Dual‑frequency Output”，提出了双谐振四元件电路，此电路拥有双频选频特性，能够滤除混频信号中除了中频和高频信号外的其它谐波，是串联型同步双频感应电源的基础。但文章并未实现双频输出的解耦调节。
[0005] 专利ZL202110419012.8设计了一套基于异步双频感应加热均匀自控制齿轮的热处理装置，该装置共同红外测温来反馈控制感应线圈与被加热齿轮之间的距离，中频高频电流输出模式之间的切换以及对应的功率。但此方法为异步双频感应加热，并不是严格意义上的双频加热，同时需要较为复杂的分时加热策略。
[0006] 专利ZL202111264910.7公布了一种任意双频感应加热主电路的工作方法，此方法能任意调节双频输出信号频率等级关系。但该感应加热电源需要6个开关管与三个可调的直流电源，成本较高。
[0007] 现有技术的缺陷是：缺少一种用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，通过改进型SPWM方法为双频电源提供较大的电压输出范围，通过基于相敏检波技术的电压幅值检测方法以及PI控制方法实现精准的解耦调节。
发明内容
[0008] 有鉴于现有技术的至少一个缺陷，本发明的目的是提供一种用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，本发明提出的改进型SPWM方法能为双频电源提供较大的电压输出范围，通过基于相敏检波技术的电压幅值检测方法以及PI控制方法可以实现精准的解耦调节。
[0009] 为了达到上述目的，本发明采用如下技术方案：一种用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，用于一种解耦调节系统，解耦调节系统包括硬件模块，硬件模块设置有全桥逆变器，全桥逆变器的输出端组连接有双谐振四元件结构，全桥逆变器的输出端组还连接有检测模块，检测模块连接有控制和调制模块，控制和调制模块连接全桥逆变器的控制端组驱动其工作，包括如下步骤：
[0010] 步骤A：检测模块采用基于相敏检波技术的电压幅值检测方法对全桥逆变器的输出电压vout进行采样，分别得到全桥逆变器的中频输出电压Vm和高频输出电压Vh传送给控制和调制模块；
[0011] 步骤B：控制和调制模块获取高频输出参考电压Vhr、中频输出参考电压Vmr、中频输出电压Vm和高频输出电压Vh；
[0012] 步骤C：控制和调制模块计算高频输出参考电压Vhr与高频输出电压Vh的差值A；计算中频输出参考电压Vmr与中频输出电压Vm的差值B；
[0013] 步骤D：控制和调制模块获取差值A和差值B通过PI控制方法计算两路正弦波调制信号的幅值K以及它们之间的相位差θ；
[0014] 步骤E：控制和调制模块获取K和θ通过改进型SPWM方法生成两路正弦波调制信号SPWMA和SPWMB驱动驱动全桥逆变器工作。
[0015] 所述全桥逆变器设置有功率开关管S1、功率开关管S2、功率开关管S3以及功率开关管S4；功率开关管S1的D极连接直流电源E的正极，功率开关管S1的S极连接功率开关管S2的D极，功率开关管S2的S极连接直流电源E的负极，功率开关管 S4的D极连接直流电源E的正极，功率开关管S4的S极连接功率开关管S3的D极，功率开关管S3的S极连接直流电源E的负极，功率开关管S1的S极和功率开关管S4的S极作为全桥逆变器的输出端组连接双谐振四元件结构；功率开关管S1的控制端G、功率开关管S2的控制端G、功率开关管S3的控制端G以及功率开关管S4的控制端G连接控制和调制模块；
[0016] 所述双谐振四元件结构设置有电感L1、电容C1以及电容C2，还包括电感L2 与电阻R，其中电感L2与电阻R是感应线圈的等效电感和等效电阻；电容C2的一端连接功率开关管S1的S极，电容C2的一端还连接电感L1的一端，电感L1的另一端连接电容C1的另一端，电容C1的另一端并接电容C2的另一端后连接电感L2的一端，电感L2的另一端经电阻R连接功率开关管S4的S极。
[0017] 所述步骤A中，检测模块采用基于相敏检波技术的电压幅值检测方法对全桥逆变器的输出电压vout进行采样，分别得到全桥逆变器的中频输出电压Vm和高频输出电压Vh传送给控制和调制模块包括：
[0018] 检测模块设置有第一PSD检测器和第二PSD检测器，第一PSD检测器的两个输入端组和第二PSD检测器的两个输入端组与全桥逆变器的输出端组连接；
[0019] 第一PSD检测器和第二PSD检测器通过基于相敏检波技术的电压幅值检测方法对全桥逆变器的输出电压vout进行采样，分别得到全桥逆变器的中频输出电压Vm和高频输出电压Vh。
[0020] 所述第一PSD检测器通过基于相敏检波技术的电压幅值检测方法对全桥逆变器的输出电压vout进行采样，得到全桥逆变器的中频输出电压Vm包括：
[0021] 第一PSD检测器设置有第一Mul乘法运算模块和第二Mul乘法运算模块，第一Mul乘法运算模块和第二Mul乘法运算模块连接全桥逆变器的输出端组获取输出电压vout；
[0022] 第一Mul乘法运算模块将输出电压vout与正交电压信号Ccos(ωmt)作乘法运算；其中C为固定已知常数，ωm为中频信号角频率；
[0023] 第一Mul乘法运算模块连接有第一LPF低通滤波模块，第一LPF低通滤波模块对第一Mul乘法运算模块的运算结果作滤波处理，得到信号a1；
[0024] 第二Mul乘法运算模块将输出电压vout与正交电压信号Csin(ωmt)作乘法运算；
[0025] 第二Mul乘法运算模块连接有第二LPF低通滤波模块，第二LPF低通滤波模块对第二Mul乘法运算模块的运算结果作滤波处理，得到信号b1；
[0026] 第一LPF低通滤波模块和第二LPF低通滤波模块连接有第一a/b除法运算模块；第一a/b除法运算模块将信号a1除以信号b1；
[0027] 第一a/b除法运算模块连接有第一atan反正切运算模块，第一atan反正切运算模块将第一a/b除法运算模块的运算结果作反正切运算；
[0028] 第一atan反正切运算模块连接有第一cos余弦运算模块，第一cos余弦运算模块将第一atan反正切运算模块的运算结果作余弦运算得到信号d1；
[0029] 第二LPF低通滤波模块还连接有第一2/C乘法运算模块，第一2/C乘法运算模块将信号b1乘以2/C，得到信号c1；
[0030] 第一cos余弦运算模块和第一2/C乘法运算模块连接有第一c/d除法运算模块；第一c/d除法运算模块将信号c1除以信号d1；
[0031] 第一c/d除法运算模块连接有第一abs取绝对值运算模块，第一abs取绝对值运算模块将第一c/d除法运算模块的运算结果取绝对值得到中频输出电压Vm。
[0032] 所述第二PSD检测器通过基于相敏检波技术的电压幅值检测方法对全桥逆变器的输出电压vout进行采样，得到全桥逆变器的高频输出电压Vh包括：
[0033] 第二PSD检测器设置有第三Mul乘法运算模块和第四Mul乘法运算模块，第三Mul乘法运算模块和第四Mul乘法运算模块连接全桥逆变器的输出端组获取输出电压vout；
[0034] 第三Mul乘法运算模块将输出电压vout与正交电压信号Ccos(ωht)作乘法运算；其中C为固定已知常数，ωh为高频信号角频率；
[0035] 第三Mul乘法运算模块连接有第三LPF低通滤波模块，第三LPF低通滤波模块对第三Mul乘法运算模块的运算结果作滤波处理，得到信号a2；
[0036] 第四Mul乘法运算模块将输出电压vout与正交电压信号Csin(ωht)作乘法运算；
[0037] 第四Mul乘法运算模块连接有第四LPF低通滤波模块，第四LPF低通滤波模块对第四Mul乘法运算模块的运算结果作滤波处理，得到信号b2；
[0038] 第三LPF低通滤波模块和第四LPF低通滤波模块连接有第二a/b除法运算模块；第二a/b除法运算模块将信号a2除以信号b2；
[0039] 第二a/b除法运算模块连接有第二atan反正切运算模块，第二atan反正切运算模块将第二a/b除法运算模块的运算结果作反正切运算；
[0040] 第二atan反正切运算模块连接有第二cos余弦运算模块，第二cos余弦运算模块将第二atan反正切运算模块的运算结果作余弦运算得到信号d2；
[0041] 第四LPF低通滤波模块还连接有第二2/C乘法运算模块，第二2/C乘法运算模块将信号b2乘以2/C，得到信号c2；
[0042] 第二cos余弦运算模块和第二2/C乘法运算模块连接有第二c/d除法运算模块；第二c/d除法运算模块将信号c2除以信号d2；
[0043] 第二c/d除法运算模块连接有第二abs取绝对值运算模块，第二abs取绝对值运算模块将第二c/d除法运算模块的运算结果取绝对值得到高频输出电压Vh。
[0044] 所述步骤B中，控制和调制模块获取高频输出参考电压Vhr、中频输出参考电压Vmr、中频输出电压Vm和高频输出电压Vh包括：
[0045] 控制和调制模块设置有第一负反馈模块和第二负反馈模块，第一负反馈模块获取高频输出参考电压Vhr以及高频输出电压Vh；第二负反馈模块获取中频输出参考电压Vmr以及中频输出电压Vm；
[0046] 第一负反馈模块连接第二PSD检测器获取高频输出电压Vh；第二负反馈模块连接第一PSD检测器获取中频输出电压Vm；
[0047] 所述步骤C中；控制和调制模块计算高频输出参考电压Vhr与高频输出电压 Vh的差值A；计算中频输出参考电压Vmr与中频输出电压Vm的差值B包括：
[0048] 第一负反馈模块计算高频输出参考电压Vhr与高频输出电压Vh的差值A；第二负反馈模块计算中频输出参考电压Vmr与中频输出电压Vm的差值B。
[0049] 第一负反馈模块和第二负反馈模块也可以称为第一减法运算模块和第二减法运算模块。
[0050] 所述步骤D中，控制和调制模块获取差值A和差值B通过PI控制方法计算两路正弦波调制信号的幅值K以及它们之间的相位差θ包括：
[0051] 控制和调制模块还设置有第一PI控制器和第二PI控制器，第一PI控制器连接第一负反馈模块；第二PI控制器连接第二负反馈模块；第一PI控制器获取差值A 计算两路正弦波调制信号的幅值K；第二PI控制器获取差值B计算两路正弦波调制信号之间的相位差θ。
[0052] 第一PI控制器获取差值A计算两路正弦波调制信号的幅值K；第二PI控制器获取差值B计算两路正弦波调制信号之间的相位差θ包括：
[0053] 采用公式(1)计算两路正弦波调制信号的幅值K以及相位差θ；
[0054]
[0055] 公式(1)中，K为两路正弦波调制信号的幅值，θ为两路正弦波调制信号的相位差，Pk为第一PI控制器的P系数，Ik为第一PI控制器的I系数，Pθ为第二PI 控制器的P系数，Iθ为第二PI控制器的I系数。
[0056] 所述步骤E中；控制和调制模块获取K和θ通过改进型SPWM方法生成两路正弦波调制信号SPWMA和SPWMB驱动驱动全桥逆变器工作包括：
[0057] 控制和调制模块还设置有SPWM‑A正弦调制波发生器和SPWM‑B正弦调制波发生器；SPWM‑A正弦调制波发生器连接第一PI控制器获取幅值K生成第一正弦调制波信号SPWMA；
SPWM‑B正弦调制波发生器连接第一PI控制器和第二PI 控制器获取幅值K和相位差θ生成第二正弦调制波信号SPWMB；
[0058] 第一正弦调制波信号SPWMA和第二正弦调制波信号SPWMB的方程如公式 (2)所示：
[0059]
[0060] fm为电路中频谐振频率；
[0061] SPWM‑A正弦调制波发生器的输出端连接全桥逆变器的功率开关管S1的控制端G；SPWM‑A正弦调制波发生器的输出端经第一反相器连接全桥逆变器的功率开关管S2的控制端G；SPWM‑B正弦调制波发生器的输出端连接全桥逆变器的功率开关管S3的控制端G；SPWM‑B正弦调制波发生器的输出端经第二反相器连接全桥逆变器的功率开关管S4的控制端G。
[0062] 两路正弦波调制信号SPWMA和SPWMB设置有载波，载波为双极性三角波 CW，幅值为定值A，频率等于电路高频谐振频率。
[0063] 比较SPWMA信号与CW信号的大小，当SPWMA的值大于CW的值时，打开功率开关管S1，关闭功率开关管S2；当SPWMA的值小于CW的值时，打开功率开关管S2，关闭功率开关管S1。比较SPWMB信号与CW信号的大小，当SPWMB的值大于CW的值时，打开功率开关管S3，关闭功率开关管S4；当SPWMB的值小于CW 的值时，打开功率开关管S4，关闭功率开关管S3。
[0064] 显著效果:本发明提供了一种用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，本发明提出的改进型SPWM方法能为双频电源提供较大的电压输出范围,通过基于相敏检波技术的电压幅值检测方法以及PI控制方法可以实现精准的解耦调节。
附图说明
[0065] 图1为双频感应加热电源系统拓扑结构图；
[0066] 图2为提出的改进型SPWM调制方法示意图；
[0067] 图3为基于相敏检波技术的电压幅值检测方法流程图；
[0068] 图4为本发明的双频输出电压可调范围；
[0069] 图5为本发明的双频电源控制输出曲线中高频电压输出的目标跟踪曲线；
[0070] 图6为本发明的双频电源控制输出曲线中中频电压输出的目标跟踪曲线；
[0071] 图7为本发明的方法流程图。
具体实施方式
[0072] 下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。
[0073] 如图1‑图7所示，一种用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，基于全桥逆变器和双谐振四元件电路的双频电源能够用于包括但不限于齿轮的复杂结构金属件的感应加热，本发明公开了一种用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法，该方法能够实现双频功率输出的大范围精准调节。整个解耦方法包括改进型SPWM调制方法，基于相敏检波技术的电压幅值检测方法和PI控制方法。
[0074] 1.所诉PI控制器方程：
[0075]
[0076] 所诉PI控制器方程中K为两路正弦调制波信号的幅值，θ为两路正弦调制波信号之间的相位差，Pj为控制器P系数，Ij为控制器I系数(j＝θ，K)，Vmr 为中频电压参考值，Vm为中频电压实际输出值，Vhr为高频电压参考值，Vh为高频电压实际输出值。
[0077] 2.所诉改进型SPWM调制原理图如图2所示；图2a为SPWM‑1调制波信号和SPWM‑2调制波信号的波形图，图2b为CW载波信号的波形图；本发明包括改进型SPWM调制方法，SPWM‑1为S1‑2桥臂驱动信号的调制波，SPWM‑2为 S3‑4桥臂驱动信号的调制波，CW为两路驱动信号的载波，K为两路调制波的幅值，θ为两路调制波的相位差。
[0078] 3.所述基于相敏检波技术的电压幅值检测方法原理图如图3所示；
[0079] 图3a为基于相敏检波技术的中频电压幅值检测方法流程图；
[0080] 图3b为基于相敏检波技术的高频电压幅值检测方法流程图；
[0081] 所述基于相敏检波技术的电压幅值检测方法原理图中，图3a为中频电压检测原理图式，图3b为高频电压检测原理图式，vout为全桥逆变器输出电压信号， Vm为中频电压分量的幅值，Vh为高频电压分量的幅值，sin为正弦模块，cos为余弦模块，ωm为中频信号角频率，ωh为高频信号角频率，Mul为乘法运算模块， LPF为低通滤波模块，a、b为滤波之后的直流信号，C为固定已知常数，a/b、 c/d表示除法运算，2/C为乘法运算模块，atan为反正切运算模块，abs为取绝对值运算模块。
[0082] 针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种可解耦的基于单逆变器与双谐振四元件电路的可调节双频感应加热电源。本发明提出的改进型SPWM方法能为双频电源提供较大的电压(功率)输出范围，通过基于相敏检波技术的电压幅值检测方法以及PI控制方法可以实现精准的解耦调节。
[0083] 对双频电源使用SPWM调制。
[0084] 调制波方程如下：
[0085]
[0086] 式中SPWMA为功率开关管S1和功率开关管S2的调制信号，幅值为系统输入K，其范围为0‑5A。SPWMB为功率开关管S3和功率开关管S4的调制信号，幅值为系统输入K，θ为两调制信号的相位差，是系统的另一个输入，其范围为 0‑π。fm为电路中频谐振频率。
[0087] 载波为双极性三角波CW，幅值为定值A，频率等于电路高频谐振频率。
[0088] 比较SPWMA与CW的大小，当SPWMA的值大于CW的值时，打开功率开关管S1，关闭功率开关管S2；当SPWMA的值小于CW的值时，打开功率开关管S2，关闭功率开关管S1。比较SPWMB与CW的大小，当SPWMB的值大于 CW的值时，打开功率开关管S3，关闭功率开关管S4；当SPWMB的值小于CW 的值时，打开功率开关管S4，关闭功率开关管S3。
[0089] 由提出的改进型SPWM调制方式能为系统输出提供较大的可调范围。
[0090] 本发明中采用了基于相敏检波的信号检测方法，此方法能够从混频信号中提出频率已知的谐波分量的幅值和相位。
[0091] 以全桥逆变器中频输出电压为检测目标，将全桥逆变器桥臂中点电压信号乘以一对正交信号，正交信号的幅值已知且固定，频率为目标信号的频率，可得一对新的混频信号。
[0092] 将上述新的混频信号通过低通滤波器，得到一对直流信号。其表示是如下：
[0093]
[0094] 式中C为正交信号的幅值，Vm为检测目标信号的幅值， 为检测目标信号的相位。
[0095] 由此可得检测目标信号的幅值，如下所示：
[0096]
[0097] 高频输出电压的检测原理与中频相同，只是所乘的一组正交信号的频率为高频目标信号的频率。
[0098] 采用两个PI控制器实现双频电压的输出调节，方程如下：
[0099]
[0100] 式中K为两路正弦调制波的幅值，θ为两正弦波之间的相位差，Pj为控制器 P系数，Ij为控制器I系数(j＝θ，K)，Vmr为中频电压参考值，Vm为中频电压实际输出值，Vhr为高频电压参考值，Vh为高频电压实际输出值。
[0101] 下面结合附图和实例对本发明进行进一步说明。
[0102] 如图1所示，一种用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法是基于同步双频电源系统实现的，整个系统由硬件模块，控制和调制模块以及检测模块组成。硬件模块主要包括全桥逆变器和双谐振四元件结构，其中R‑L2串联元件是感应线圈等效而成。
[0103] 全桥逆变器的输出端组连接有检测模块，检测模块连接有控制和调制模块，控制和调制模块连接全桥逆变器的控制端组驱动其工作。
[0104] 所述全桥逆变器设置有功率开关管S1、功率开关管S2、功率开关管S3以及功率开关管S4；功率开关管S1的D极连接直流电源E的正极，功率开关管S1的S极连接功率开关管S2的D极，功率开关管S2的S极连接直流电源E的负极，功率开关管 S4的D极连接直流电源E的正极，功率开关管S4的S极连接功率开关管S3的D极，功率开关管S3的S极连接直流电源E的负极，功率开关管S1的S极和功率开关管S4的S极作为全桥逆变器的输出端组连接双谐振四元件结构；功率开关管S1的控制端G、功率开关管S2的控制端G、功率开关管S3的控制端G以及功率开关管S4的控制端G连接控制和调制模块；
[0105] 所述双谐振四元件结构设置有电感L1、电容C1以及电容C2，还包括电感L2与电阻R，其中电感L2与电阻R是感应线圈的等效电感和等效电阻；电容 C2的一端连接功率开关管S1的S极，电容C2的一端还连接电感L1的一端，电感L1的另一端连接电容C1的另一端，电容C1的另一端并接电容C2的另一端后连接电感L2的一端，电感L2的另一端经电阻R连接功率开关管S4的S极。
[0106] 控制和调制模块设置有SPWM‑A正弦调制波发生器(SPWM‑1)和SPWM‑B 正弦调制波发生器(SPWM‑2)；
[0107] SPWM‑A正弦调制波发生器的输出端连接全桥逆变器的功率开关管S1的控制端G；SPWM‑A正弦调制波发生器的输出端经第一反相器连接全桥逆变器的功率开关管S2的控制端G；SPWM‑B正弦调制波发生器的输出端连接全桥逆变器的功率开关管S3的控制端G；SPWM‑B正弦调制波发生器的输出端经第二反相器连接全桥逆变器的功率开关管S4的控制端G。
[0108] 通过合适的元件设计方法，能任意地选取电源的两个谐振频率。具体实现方法如下：对逆变器输出电压即两桥臂中点电压vout进行采样，经过如图3所示的两个PSD检测器得到逆变器的高频输出电压Vh和中频输出电压Vm。设定逆变器的输出参考电压Vhr和Vmr，参考值应在如图4所示的可调范围之内。将 Vhr和‑Vh相加，Vmr和‑Vm相加，送入PI控制器中得到两路调制信号的幅值K 以及它们之间的相位差θ。如图2所示通过K和θ值得到调制模块中的两路调制信号SPWMA和SPWMB，然后经过SPWM调制生成驱动信号驱动全桥逆变器的桥臂。
[0109] 本实例中元件参数选取如下所示：E＝100V，R＝0.5Ω，L1＝400μH，L2＝30μH， C1＝262nF，C2＝22.7nF。由此可得电路的谐振频率为15KHz和200KHz，为使电路工作在谐振状态，设置调制模块中三角载波的频率为200KHz，幅值设定为10V，正弦调制波的频率为15KHz。电压调节参考值的设置分为5个阶段：第1 阶段：Vhr＝120V，Vmr＝20V(0s<＝t<
0.15s)；第2阶段：Vhr＝70V，Vmr＝20V (1.5s<＝t<0.3s)；第3阶段：Vhr＝20V，Vmr＝20V(0.3s<＝t<0.45s)；第4阶段： Vhr＝20V，Vmr＝70V(0.3s<＝t<0.45s)；第5阶段：Vhr＝20V，Vmr＝120V (0.3s<＝t<0.45s)。验证结果如图5‑图6所示。
[0110] 图5‑图6所示为全桥逆变器输出电压即两桥臂中点电压的跟踪曲线，其中红线为参考电压即为调节目标值，蓝线为实际输出电压，可以看出系统能够在0.1s 内达到稳态即实现输出的快速调节。图5所示为高频输出调节过程，图6所示为中频输出调节过程，根据图例能够看出本发明的用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法能实现基于全桥逆变器和双谐振四元件电路的双频感应加热电源的大范围调节，并可实现双频输出的精准调节。
[0111] 最后，需要注意的是：以上列举的仅是本发明的具体实施例子，当然本领域的技术人员可以对本发明进行改动和变型，倘若这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，均应认为是本发明的保护范围。
