本发明公开了一种六倍增益比的双LLC谐振变换器及其控制方法，本发明中的双LLC谐振变换器具有超宽增益范围，适用于需要超宽电压调节范围的应用场景中。本发明通过开关复用，以具有不同增益的多种模式来分割超宽电压范围，无需非常小的励磁电感，保证了LLC的软开关特性，有效减小了环流损耗和开关损耗，在超宽电压范围应用中具有更高的整体效率。本发明采用变频与变占空比混合控制策略，通过变频控制来衔接六倍增益比的六种模式并获得大于六倍的电压增益范围；在模式切换时，通过缓慢改变开管驱动信号占空比，减小了过渡过程中的电流尖峰，同时根据采样量与参考量的误差调整开关频率及占空比变化速度，保证了输出电流和电压的稳定。
1.一种六倍增益比的双LLC谐振变换器，其特征在于，包括一次侧全桥及半桥混合逆变网络、双LLC谐振腔、双隔离变压器，以及二次侧桥式及倍压混合整流网络；
所述一次侧全桥及半桥混合逆变网络的输入端与电源连接，所述一次侧全桥及半桥混合逆变网络的逆变输出端与双LLC谐振腔的谐振输入端连接，所述双LLC谐振腔中谐振输出端通过双隔离变压器与二次侧桥式及倍压混合整流网络的输入端连接，所述二次侧桥式及倍压混合整流网络的输出端与负载电路连接；
所述一次侧全桥及半桥混合逆变网络包括电容Ci1、电容Ci2、开关管S1～S4；
所述电容Ci1的一端和电容Ci2的一端共同作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的输入端，分别与电源Vin的正极和负极连接，所述电容Ci1的一端还与开关管S1的漏极和开关管S3的漏极连接，所述电容Ci2的一端还与开关管S2的源极和开关管S4的源极连接；
所述开关管S3的源极和开关管S4的漏极连接，其连接点作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的第一逆变输出端；所述开关管S1的源极和开关管S2的漏极连接，其连接点作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的第二逆变输出端；所述电容Ci1的另一端和电容Ci2的另一端连接，其连接点作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的第三逆变输出端；
所述第一谐振腔包括谐振电容Cr1、谐振电感Lr1和励磁电感Lm1，所述谐振电容Cr1的一端作为双LLC谐振腔的第一谐振输入端与第一逆变输出端连接，所述谐振电容Cr1的另一端与谐振电感Lr1的一端连接，所述谐振电感Lr1的另一端与励磁电感Lm1的一端连接，所述励磁电感Lm1的另一端作为双LLC谐振腔的第二谐振输入端与第二逆变输出端连接；
所述第二谐振腔包括谐振电容Lr2、谐振电感Lr2和励磁电感Lm2，所述谐振电容Cr2的一端作为双LLC谐振腔的第三谐振输入端与第三逆变输入端连接，所述谐振电容Cr2的另一端与谐振电感Lr2的一端连接，所述谐振电感Lr2的另一端与励磁电感Lm2的一端连接，所述励磁电感Lm2的另一端与励磁电感Lm1的另一端连接；
所述变压器T1一次绕组的同名端与励磁电感Lm1一端连接，其非同名端与励磁电感Lm1的另一端连接，所述变压器T2一次绕组的同名端与励磁电感Lm2一端连接，其非同名端与励磁电感Lm2的另一端连接；
所述二次侧桥式及倍压混合整流网络包括第一桥式整流电路和第二桥式整流电路；
所述第一桥式整流电路包括隔直电容Cs1、二极管D1～D3，以及开关管S5；所述隔直电容Cs1的一端作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第一输入端与变压器T1二次绕组的同名端连接，所述隔直电容Cs1的另一端分别与二极管D1的正极和二极管D2的负极连接，所述二极管D1的负极作为所述二次侧桥式及倍压混合整流网络的第一输出端，并与二极管D3的负极连接，所述二极管D3的正极作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第二输入端，分别与开关管S5的漏极和变压器T1二次绕组的非同名端连接，所述开关管S5的源极与二极管D2的正极连接，其连接点作为所述二次侧桥式及倍压整流网络的第二输出端；
所述第二桥式整流电路包括隔直电容Cs2、二极管D4～D6，以及开关管S6；所述隔直电容Cs2的一端作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第三输入端与变压器T2二次绕组的同名端连接，所述隔直电容Cs2的另一端分别与二极管D5的正极和开关管S6的漏极连接，所述开关管S6的源极与二极管D6的正极连接，并作为所述二次侧桥式及倍压混合整流网络的第三输出端，所述二极管D6的负极作为所述作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第四输入端，分别与二极管D4的正极和变压器T2二次绕组的非同名端连接，所述二极管D4的负极分别与二极管D2的正极和二极管D5的正极连接；
所述负载电路包括电阻Ro、滤波电容Co1和滤波电容Co2；
所述电阻Ro的一端分别与所述二次侧桥式及倍压整流网络的第一输出端和滤波电容Co1的一端连接，所述电阻Ro的另一端分别与所述二次侧桥式及倍压整流网络的第三输出端和滤波电容Co2的一端连接，所述滤波电容Co1的另一端和滤波电容Co2的另一端均与所述二次侧桥式及倍压整流网络的第二输出端连接。
2.根据权利要求1所述的六倍增益比的双LLC谐振变换器，其特征在于，所述谐振电容Cr1和谐振电容Cr2的电容值相等，所述谐振电感Lr1和谐振电感Lr2的电感值相等，所述励磁电感Lm1和励磁电感Lm2的电感值相等，所述变压器T1和变压器T2的一次绕组和二次绕组的匝数比相等。
3.一种基于权利要求1～2任一权利要求所述的六倍增益比的双LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：S1、确定双LLC谐振变换器的工作模式；
S2、根据工作模式控制开关管S1～S6的驱动方式，调整第一/第二谐振腔的逆变及整流模式，进而调整谐振频率增益；
其中，工作模式包括第一～第六工作模式，其对应的谐振频率增益依次为0.5、1、1.5、
4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述步骤S2中：
当工作模式为第一工作模式时，控制开关管S1恒关断，开关管S2和S6恒导通，开关管S3和S4以0.5的占空比互补导通，开关管S5与S3驱动信号一致，使得第一谐振腔一次侧形成非对称半桥逆变，其二次侧形成桥式整流，第二谐振腔处于非工作状态；
当工作模式为第二工作模式时，控制开关管S1恒关断，开关管S2和S6恒导通，开关管S3和S4以0.5的占空比互补导通，开关管S5恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成非对称半桥逆变，其二次侧形成倍压整流，第二谐振腔处于非工作状态；
当工作模式为第三工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2、S3、S5和S6的驱动信号相同，均以0.5的占空比互补导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成桥式整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成桥式整流；
当工作模式为第四工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2、S3和S5的驱动信号相同，均以0.5的占空比互补导通，开关管S6恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成桥式整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成倍压整流；
当工作模式为第五工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2、S3和S6的驱动信号相同，均以0.5的占空比互补导通，开关管S5恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成倍压整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成桥式整流；
当工作模式为第六工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2和S3的驱动信号相同，均以
0.5的占空比互补导通，开关管S5和S6恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成倍压整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成倍压整流；
其中，第一/第二谐振腔一次侧是指其对应的逆变电路，第一/第二谐振腔二次侧是指其对应的整流电路。
5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，第一～第二工作模式为单LLC模式；
在第一工作模式中，变压器T1的等效匝数比neq1＝n，第一谐振腔对应的等效负载电阻品质因数 增益表达式为：在第二工作模式中，变压器T1的等效匝数比neq1＝0.5n，增益表达式为：
式中，n为变压器T1和变压器T2的匝数比，Ro为负载电阻，Z0为特征阻抗，Vin为输入电压，k为励磁电感与谐振电感的比值，fn为归一化开关频率。
6.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，第三～第六工作模式为双LLC模式，对应负载分别为Ro1和Ro2，其增益表达通式为：式中，m1和m2为分别第一谐振腔和第二谐振腔形成的整流电路系数，且桥式整流时为1，倍压整流时为2，k为励磁电感与谐振电感的比值，品质因数分别为 和fn为归一化开关频率。
7.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，在双LLC谐振变换器的控制方法中，在第一～第六工作模式内，采用变频控制的方式保证输出电流或电压的稳定，在相邻工作模式之间切换工作模式时，采用变频与变占空比混合控制的方式进行工作模式的切换。
一种六倍增益比的双LLC谐振变换器及其控制方法
技术领域
[0001] 本发明属于电子电力变换器领域，具体涉及一种六倍增益比的双LLC谐振变换器及其控制方法。
背景技术
[0002] LLC谐振变换器是一种广泛使用的隔离DC‑DC变换器，其应用软开关技术，具有高效率以及低电磁干扰(EMI)，配合宽禁带开关器件，功率密度显著提升。由于改变开关频率即可改变增益，其控制易于实现。
[0003] 目前，一些领域存在超宽电压范围要求，例如有的电动汽车充电机要求输出电压为100～420V，若考虑到电池深度放电以及未来更高电压等级的需求，其电压范围还需更宽。传统LLC谐振变换器难以适应宽增益要求，存在许多问题：1)开关频率宽，给EMI滤波器，磁性元件的设计带来困难；2)励磁电感小，环流大，传导损耗增大；3)软开关特性丧失，增大开关损耗，导致变换器性能降低。
发明内容
[0004] 针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种六倍增益比的双LLC谐振变换器及其控制方法，变换器具有不同增益的多种模式，谐振频率下最大增益与最小增益的比值为六倍，在谐振频率附近的较窄频率范围内具有超过六倍的电压增益，具有更高的整体效率。
[0005] 为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种六倍增益比的双LLC谐振变换器，包括一次侧全桥及半桥混合逆变网络、双LLC谐振腔、双隔离变压器，以及二次侧桥式及倍压混合整流网络；
[0006] 所述一次侧全桥及半桥混合逆变网络的输入端与电源连接，所述一次侧全桥及半桥混合逆变网络的逆变输出端与双LLC谐振腔的谐振输入端连接，所述双LLC谐振腔中谐振输出端通过双隔离变压器与二次侧桥式及倍压混合整流网络的输入端连接，所述二次侧桥式及倍压混合整流网络的输出端与负载电路连接。
[0007] 进一步地，所述一次侧全桥及半桥混合逆变网络包括电容Ci1、电容Ci2、开关管S1～S4；
[0008] 所述电容Ci1的一端和电容Ci2的一端共同作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的输入端，分别与电源Vin的正极和负极连接，所述电容Ci1的一端还与开关管S1的漏极和开关管S3的漏极连接，所述电容Ci2的一端还与开关管S2的源极和开关管S4的源极连接；
[0009] 所述开关管S3的源极和开关管S4的漏极连接，其连接点作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的第一逆变输出端；所述开关管S1的源极和开关管S2的漏极连接，其连接点作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的第二逆变输出端；所述电容Ci1的另一端和电容Ci2的另一端连接，其连接点作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的第三逆变输出端。
[0010] 进一步地，所述双LLC谐振腔包括第一谐振腔和第二谐振腔；
[0011] 所述第一谐振腔包括谐振电容Cr1、谐振电感Lr1和励磁电感Lm1，所述谐振电容Cr1的一端作为双LLC谐振腔的第一谐振输入端与第一逆变输出端连接，所述谐振电容Cr1的另一端与谐振电感Lr1的一端连接，所述谐振电感Lr1的另一端与励磁电感Lm1的一端连接，所述励磁电感Lm1的另一端作为双LLC谐振腔的第二谐振输入端与第二逆变输出端连接；
[0012] 所述第二谐振腔包括谐振电容Lr2、谐振电感Lr2和励磁电感Lm2，所述谐振电容Cr2的一端作为双LLC谐振腔的第三谐振输入端与第三逆变输入端连接，所述谐振电容Cr2的另一端与谐振电感Lr2的一端连接，所述谐振电感Lr2的另一端与励磁电感Lm2的一端连接，所述励磁电感Lm2的另一端与励磁电感Lm1的另一端连接；
[0013] 所述双隔离变换器包括变压器T1和变压器T2；
[0014] 所述变压器T1一次绕组的同名端与励磁电感Lm1一端连接，其非同名端与励磁电感Lm1的另一端连接，所述变压器T2一次绕组的同名端与励磁电感Lm2一端连接，其非同名端与励磁电感Lm2的另一端连接。
[0015] 进一步地，所述二次侧桥式及倍压混合整流网络包括第一桥式整流电路和第二桥式整流电路；
[0016] 所述第一桥式整流电路包括隔直电容Cs1、二极管D1～D3，以及开关管S5；所述隔直电容Cs1的一端作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第一输入端与变压器T1二次绕组的同名端连接，所述隔直电容Cs1的另一端分别与二极管D1的正极和二极管D2的负极连接，所述二极管D1的负极作为所述二次侧桥式及倍压混合整流网络的第一输出端，并与二极管D3的负极连接，所述二极管D3的正极作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第二输入端，分别与开关管S5的漏极和变压器T1二次绕组的非同名端连接，所述开关管S5的源极与二极管D2的正极连接，其连接点作为所述二次侧桥式及倍压整流网络的第二输出端；
[0017] 所述第二桥式整流电路包括隔直电容Cs2、二极管D4～D6，以及开关管S6；所述隔直电容Cs2的一端作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第三输入端与变压器T2二次绕组的同名端连接，所述隔直电容Cs2的另一端分别与二极管D5的正极和开关管S6的漏极连接，所述开关管S6的源极与二极管D6的正极连接，并作为所述二次侧桥式及倍压混合整流网络的第三输出端，所述二极管D6的负极作为所述作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第四输入端，分别与二极管D4的正极和变压器T2二次绕组的非同名端连接，所述二极管D4的负极分别与二极管D2的正极和二极管D5的正极连接；
[0018] 所述负载电路包括电阻Ro、滤波电容Co1和滤波电容Co2；
[0019] 所述电阻Ro的一端分别与所述二次侧桥式及倍压整流网络的第一输出端和滤波电容Co1的一端连接，所述电阻Ro的另一端分别与所述二次侧桥式及倍压整流网络的第三输出端和滤波电容Co2的一端连接，所述滤波电容Co1的另一端和滤波电容Co2的另一端均与所述二次侧桥式及倍压整流网络的第二输出端连接。
[0020] 进一步地，所述谐振电容Cr1和谐振电容Cr2的电容值相等，所述谐振电感Lr1和谐振电感Lr2的电感值相等，所述励磁电感Lm1和励磁电感Lm2的电感值相等，所述变压器T1和变压器T2的一次绕组和二次绕组的匝数比相等。
[0021] 一种的六倍增益比的双LLC谐振变换器的控制方法，包括以下步骤：
[0022] S1、确定双LLC谐振变换器的工作模式；
[0023] S2、根据工作模式控制开关管S1～S6的驱动方式，调整第一/第二谐振腔的逆变及整流模式，进而调整谐振频率增益；
[0024] 其中，工作模式包括第一～第六工作模式，其对应的谐振频率增益依次为0.5、1、1.5、2、2.5以及3。
[0025] 进一步地，所述步骤S2中：
[0026] 当工作模式为第一工作模式时，控制开关管S1恒关断，开关管S2和S6恒导通，开关管S3和S4以0.5的占空比互补导通，开关管S5与S3驱动信号一致，使得第一谐振腔一次侧形成非对称半桥逆变，其二次侧形成桥式整流，第二谐振腔处于非工作状态；
[0027] 当工作模式为第二工作模式时，控制开关管S1恒关断，开关管S2和S6恒导通，开关管S3和S4以0.5的占空比互补导通，开关管S5恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成非对称半桥逆变，其二次侧形成倍压整流，第二谐振腔处于非工作状态；
[0028] 当工作模式为第三工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2、S3、S5和S6的驱动信号相同，均以0.5的占空比互补导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成桥式整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成桥式整流；
[0029] 当工作模式为第四工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2、S3和S5的驱动信号相同，均以0.5的占空比互补导通，开关管S6恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成桥式整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成倍压整流；
[0030] 当工作模式为第五工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2、S3和S6的驱动信号相同，均以0.5的占空比互补导通，开关管S5恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成倍压整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成桥式整流；当工作模式为第六工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2和S3的驱动信号相同，均以0.5的占空比互补导通，开关管S5和S6恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成倍压整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成倍压整流；
[0031] 其中，第一/第二谐振腔一次侧是指其对应的逆变电路，第一/第二谐振腔二次侧是指其对应的整流电路。
[0032] 进一步地，第一～第二工作模式为单LLC模式；
[0033] 在第一工作模式中，变压器T1的等效匝数比neq＝n，第一谐振腔对应的等效负载电阻 品质因数 增益表达式为：
[0034]
[0035] 在第二工作模式中，变压器T1的等效匝数比neq＝0.5n，增益表达式为：
[0036]
[0037] 式中，n为变压器T1和变压器T2的匝数比，Ro为负载电阻，Z0为特征阻抗，Vin为输入电压，k为励磁电感与谐振电感的比值，fn为归一化开关频率。
[0038] 进一步地，第三～第六工作模式为双LLC模式，对应负载分别为Ro1和Ro2，其增益表达通式为：
[0039]
[0040] 式中，m1和m2为分别第一谐振腔和第二谐振腔形成的整流电路系数，且桥式整流时为1，倍压整流时为2，k为励磁电感与谐振电感的比值，品质因数分别为 和fn为归一化开关频率。
[0041] 进一步地，在双LLC谐振变换器的控制方法中，在第一～第六工作模式内，采用变频控制的方式保证输出电流或电压的稳定，在相邻工作模式之间切换工作模式时，采用变频与变占空比混合控制的方式进行工作模式的切换。
[0042] 本发明的有益效果是：
[0043] (1)本发明提出一种六倍增益比的双LLC谐振变换器，具有超宽增益范围，适用于需要超宽电压调节范围的应用场景中。相对于传统LLC谐振变换器，本发明通过开关复用，以具有不同增益的多种模式来分割超宽电压范围，无需非常小的励磁电感，保证了LLC的软开关特性，有效减小了环流损耗和开关损耗，在超宽电压范围应用中具有更高的整体效率。
[0044] (2)在目前已有的一些双LLC谐振变换器拓扑中，由于开关管输出电容Coss的影响，在单LLC工作模式下无法保证非工作谐振腔中的电流为零，且这种非正常LLC电流随Coss的增大而增大，对增益以及效率造成影响，而对于本拓扑的单LLC模式，通过输入侧大电容Ci2将非工作谐振腔输入电压箝位，提高了单LLC模式下的效率。
[0045] (3)本发明采用变频与变占空比混合控制策略，通过变频控制来衔接六倍增益比的六种模式并获得大于六倍的电压增益范围；在模式切换时，通过缓慢改变开管驱动信号占空比，减小了过渡过程中的电流尖峰，同时根据采样量与参考量的误差调整开关频率及占空比变化速度，保证了输出电流和电压的稳定。
附图说明
[0046] 图1为本发明的六倍增益比的双LLC谐振变换器；
[0047] 图2为本发明在模式一的电路配置图；
[0048] 图3为本发明在模式二的电路配置图；
[0049] 图4为本发明在模式一、二的基波分析等效电路；
[0050] 图5为本发明在模式三的电路配置图；
[0051] 图6为本发明在模式四的电路配置图；
[0052] 图7为本发明在模式五的电路配置图；
[0053] 图8为本发明在模式六的电路配置图；
[0054] 图9为本发明在模式三～六的基波分析等效电路；
[0055] 图10为本发明在全范围的增益曲线图；
[0056] 图11为本发明在模式一的工作电流波形；
[0057] 图12为本发明在模式五的工作电流波形；
[0058] 图13为本发明在模式二、三间的切换控制示意图；
[0059] 图14为本发明在模式二、三间的切换仿真结果；
[0060] 图15为本发明在全模式下的电压增益仿真结果。
具体实施方式
[0061] 下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
[0062] 实施例1：
[0063] 本发明实施例提供了一种六倍增益比的双LLC谐振变换器，如图1所示，包括一次侧全桥及半桥混合逆变网络、双LLC谐振腔、双隔离变压器，以及二次侧桥式及倍压混合整流网络；
[0064] 所述一次侧全桥及半桥混合逆变网络的输入端与电源连接，所述一次侧全桥及半桥混合逆变网络的逆变输出端与双LLC谐振腔的谐振输入端连接，所述双LLC谐振腔中谐振输出端通过双隔离变压器与二次侧桥式及倍压混合整流网络的输入端连接，所述二次侧桥式及倍压混合整流网络的输出端与负载电路连接。
[0065] 本实施例图1所示的一次侧全桥及半桥混合逆变网络包括电容Ci1、电容Ci2、开关管S1～S4；
[0066] 所述电容Ci1的一端和电容Ci2的一端共同作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的输入端，分别与电源Vin的正极和负极连接，所述电容Ci1的一端还与开关管S1的漏极和开关管S3的漏极连接，所述电容Ci2的一端还与开关管S2的源极和开关管S4的源极连接；
[0067] 所述开关管S3的源极和开关管S4的漏极连接，其连接点作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的第一逆变输出端；所述开关管S1的源极和开关管S2的漏极连接，其连接点作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的第二逆变输出端；所述电容Ci1的另一端和电容Ci2的另一端连接，其连接点作为一次侧全桥及半桥混合逆变网络的第三逆变输出端。
[0068] 本实施例中的电容Ci1～Ci2桥臂、开关管S1～S2桥臂，以及开关管S3～S4桥臂并联构成三桥臂结构，其中，开关管S1～S2桥臂和开关管S3～S4桥臂构成全桥逆变器，开关管S1～S2为全桥和半桥逆变的共用桥臂，其与电容Ci1～Ci2桥臂构成对称半桥逆变器，各桥臂中点为对应的逆变输出端。
[0069] 本实施例图1所示的双LLC谐振腔包括第一谐振腔和第二谐振腔；
[0070] 所述第一谐振腔包括谐振电容Cr1、谐振电感Lr1和励磁电感Lm1，所述谐振电容Cr1的一端作为双LLC谐振腔的第一谐振输入端与第一逆变输出端连接，所述谐振电容Cr1的另一端与谐振电感Lr1的一端连接，所述谐振电感Lr1的另一端与励磁电感Lm1的一端连接，所述励磁电感Lm1的另一端作为双LLC谐振腔的第二谐振输入端与第二逆变输出端连接；
[0071] 所述第二谐振腔包括谐振电容Lr2、谐振电感Lr2和励磁电感Lm2，所述谐振电容Cr2的一端作为双LLC谐振腔的第三谐振输入端与第三逆变输入端连接，所述谐振电容Cr2的另一端与谐振电感Lr2的一端连接，所述谐振电感Lr2的另一端与励磁电感Lm2的一端连接，所述励磁电感Lm2的另一端与励磁电感Lm1的另一端连接。
[0072] 本实施例图1所示的所述双隔离变换器包括变压器T1和变压器T2；
[0073] 所述变压器T1一次绕组的同名端与励磁电感Lm1一端连接，其非同名端与励磁电感Lm1的另一端连接，所述变压器T2一次绕组的同名端与励磁电感Lm2一端连接，其非同名端与励磁电感Lm2的另一端连接。
[0074] 本实施例图1所示的二次侧桥式及倍压混合整流网络包括第一桥式整流电路和第二桥式整流电路；
[0075] 所述第一桥式整流电路包括隔直电容Cs1、二极管D1～D3，以及开关管S5；所述隔直电容Cs1的一端作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第一输入端与变压器T1二次绕组的同名端连接，所述隔直电容Cs1的另一端分别与二极管D1的正极和二极管D2的负极连接，所述二极管D1的负极作为所述二次侧桥式及倍压混合整流网络的第一输出端，并与二极管D3的负极连接，所述二极管D3的正极作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第二输入端，分别与开关管S5的漏极和变压器T1二次绕组的非同名端连接，所述开关管S5的源极与二极管D2的正极连接，其连接点作为所述二次侧桥式及倍压整流网络的第二输出端；
[0076] 所述第二桥式整流电路包括隔直电容Cs2、二极管D4～D6，以及开关管S6；所述隔直电容Cs2的一端作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第三输入端与变压器T2二次绕组的同名端连接，所述隔直电容Cs2的另一端分别与二极管D5的正极和开关管S6的漏极连接，所述开关管S6的源极与二极管D6的正极连接，并作为所述二次侧桥式及倍压混合整流网络的第三输出端，所述二极管D6的负极作为所述作为二次侧桥式及倍压混合整流网络的第四输入端，分别与二极管D4的正极和变压器T2二次绕组的非同名端连接，所述二极管D4的负极分别与二极管D2的正极和二极管D5的正极连接；
[0077] 所述负载电路包括电阻Ro、滤波电容Co1和滤波电容Co2；
[0078] 所述电阻Ro的一端分别与所述二次侧桥式及倍压整流网络的第一输出端和滤波电容Co1的一端连接，所述电阻Ro的另一端分别与所述二次侧桥式及倍压整流网络的第三输出端和滤波电容Co2的一端连接，所述滤波电容Co1的另一端和滤波电容Co2的另一端均与所述二次侧桥式及倍压整流网络的第二输出端连接。
[0079] 本实施例中，在第一桥式整流电路中，二极管D1和D2构成桥式整流左桥臂，二极管D3和开关S5构成右桥臂；在第二桥式整流电路中，二极管D4和D5构成桥式整流左桥臂，二极管D6和开关S6构成右桥臂。
[0080] 在本实施例中，所述谐振电容Cr1和谐振电容Cr2的电容值相等，所述谐振电感Lr1和谐振电感Lr2的电感值相等，所述励磁电感Lm1和励磁电感Lm2的电感值相等，所述变压器T1和变压器T2的一次绕组和二次绕组的匝数比相等。
[0081] 基于上述元器件参数设置，在本实施例中，变换器的谐振频率为：励磁电感与谐振电感比值： 特征阻抗：
[0082] 实施例2：
[0083] 本发明实施例提供了实施例1中双LLC谐振变换器实现六倍增益比的控制方法，包括以下步骤：
[0084] S1、确定双LLC谐振变换器的工作模式；
[0085] S2、根据工作模式控制开关管S1～S6的驱动方式，调整第一/第二谐振腔的逆变及整流模式，进而调整谐振频率增益；
[0086] 其中，工作模式包括第一～第六工作模式，其对应的谐振频率增益依次为0.5、1、1.5、2、2.5以及3。
[0087] 在本发明的实施例的步骤S2中，为了实现宽增益，通过开关管不同的配置方案，使得本实施例中的双LLC谐振变换器具有如表1所示的六种不同增益工作模式：
[0088] 表1：六种工作模式
[0089]
[0090]
[0091] 如图2所示，当工作模式为第一工作模式时，控制开关管S1恒关断，开关管S2和S6恒导通，开关管S3和S4以0.5的占空比互补导通，开关管S5与S3驱动信号一致，使得第一谐振腔一次侧形成非对称半桥逆变，其二次侧形成桥式整流，第二谐振腔处于非工作状态。
[0092] 如图3所示，当工作模式为第二工作模式时，控制开关管S1恒关断，开关管S2和S6恒导通，开关管S3和S4以0.5的占空比互补导通，开关管S5恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成非对称半桥逆变，其二次侧形成倍压整流，第二谐振腔处于非工作状态。
[0093] 本实施例中的第一～第二工作模式为单LLC模式，其等效电路图如图4所示，在第一工作模式中，变压器T1的等效匝数比neq1＝n，第一谐振腔对应的等效负载电阻品质因数 增益表达式为：
[0094]
[0095] 在第二工作模式中，变压器T1的等效匝数比neq＝0.5n，增益表达式为：
[0096]
[0097] 式中，n为变压器T1和变压器T2的匝数比，Ro为负载电阻，Z0为特征阻抗，Vin为输入电压，k为励磁电感与谐振电感的比值，fn为归一化开关频率。
[0098] 如图5所示，当工作模式为第三工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2、S3、S5和S6的驱动信号相同，均以0.5的占空比互补导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成桥式整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成桥式整流；
[0099] 如图6所示，当工作模式为第四工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2、S3和S5的驱动信号相同，均以0.5的占空比互补导通，开关管S6恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成桥式整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成倍压整流；
[0100] 如图7所示，当工作模式为第五工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2、S3和S6的驱动信号相同，均以0.5的占空比互补导通，开关管S5恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成倍压整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成桥式整流；
[0101] 如图8所示，当工作模式为第六工作模式时，控制开关管S1和S4、开关管S2和S3的驱动信号相同，均以0.5的占空比互补导通，开关管S5和S6恒导通，使得第一谐振腔一次侧形成全桥逆变，其二次侧形成倍压整流，第二谐振腔一次侧形成对称半桥逆变，其二次侧形成倍压整流；
[0102] 其中，第一/第二谐振腔一次侧是指其对应的逆变电路，第一/第二谐振腔二次侧是指其对应的整流电路。
[0103] 本实施例中的第三～第六工作模式为双LLC模式，对应负载分别为Ro1和Ro2，其等效电路如图9所示，进而得到增益表达通式为：
[0104]
[0105] 式中，m1和m2为分别第一谐振腔和第二谐振腔形成的整流电路系数，且桥式整流时为1，倍压整流时为2，k为励磁电感与谐振电感的比值，品质因数分别为 和fn为归一化开关频率。
[0106] 基于上述双LLC谐振器的控制方法，六种工作模式在谐振频率下的增益比为0.5:1:1.5:2:2.5:3，在双LLC谐振变换器的工作过程中，在第一～第六工作模式内，采用变频控制的方式保证输出电流或电压的稳定，在相邻工作模式之间切换工作模式时，采用变频与变占空比混合控制进行工作模式的切换。在调节开关管驱动信号占空比的同时调节开关管的频率，为避免占空比变化速度过快超出变频控制调节能力，当采样量与参考量误差较大时停止调节占空比，以减小模态切换时产生电流尖峰和输出电压和电流波动。
[0107] 具体地，在本实施例中，开关管S1、S2占空比在分别为0、1和均为0.5之间切换可以实现单LLC和双LLC模式的切换，开关管S5、S6占空比在0.5和1之间切换可以实现桥式整流与倍压整流模式的切换，变占空比负责模式过渡，减小电流冲击，而变频控制则保证模式切换时变换器输出电压和电流的稳定，在输出采样和参考量误差过大时，令占空比变化速度为零以减轻频率调节的压力。
[0108] 本发明实施例提供的实现六倍增益比的六种模式，通过变频定占空比控制来保证全范围增益的连续以及更宽的增益范围，如图10所示，对于在宽电压范围内需要进行模式切换的应用，如电动汽车电池充电的恒流阶段，采用变频与变占空比混合控制来保证模式切换时较小的电流冲击以及输出电压的稳定。
[0109] 实施例:3：
[0110] 在一个具体实施例中，输入电压Vin＝400V，谐振电感Lr1＝Lr2＝58uH，谐振电容Cr1＝Cr2＝17nF，励磁电感Lm1＝Lm2＝200uH，谐振频率fr＝160kHz，变压器变比均为3:1，输出电压Vo＝60～450V，最大输出电流Iomax＝4A。
[0111] 单LLC模式以工作模式一为例，在输出110V电压和4A电流时的仿真结果如图11所示，谐振电流iLr1以及励磁电流iLm1波形表明第一谐振腔工作在次谐振状态下，第二谐振腔为非工作状态，电流恒为零，由于输入电容Ci1容值远大于开关管输出电容Coss，Coss并不会造成工作谐振腔电流的振荡以及非工作谐振腔中的异常电流；双LLC状态以模式五为例，在输出370V电压和4A电流时的仿真结果如图12所示，由于第一谐振腔一次侧为全桥逆变，二次侧为倍压整流，其电流幅值更大。
[0112] 在工作模式二、三切换时，既包括从单LLC向双LLC模式的转换，又包括倍压向桥式整流的转换，同时切换过程中S1和S2占空比非对称，切换难度最高，因此以模式二、三切换为例，如图13所示为控制示意图，在恒流充电过程中若电压达到上限，模式二开始向模式三切换，开关S3、S4保持0.5占空比互补导通，开关S1、S2的占空比由0和1缓慢改变为均为0.5，变换器由单LLC模式切换到双LLC模式；将开关S5、S6占空比由1缓慢减小到0.5，第一、第二谐振腔对应整流电路由倍压整流切换到桥式整流模式；模式切换过程中同时调节开关频率，以保证输出电流以及电压的稳定，当输出采样与参考值误差大过一定程度时，令占空比变化速度为零以减轻频率调节的压力，由图14所示的仿真结果可以看出模式切换电流尖峰较小且输出电压较为稳定。最终，仿真得到的各模式电压与频率曲线整合到图15中。
[0113] 在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“厚度”、“上”、“下”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”、“径向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的设备或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或隐含指明的技术特征的数量。因此，限定由“第一”、“第二”、“第三”的特征可以明示或隐含地包括一个或者更多个该特征。
