一种负载开关的控制电路

摘要

本发明提供一种负载开关的控制电路，包括电压调节模块、电荷泵、负载开关和采样支路；所述采样支路连接所述负载开关的控制端、所述负载开关的输出端和所述电压调节模块的反馈输入端；所述电压调节模块的电源端连接电源电压，所述电压调节模块的输出端连接所述电荷泵的电源端；所述电压调节模块根据所述采样支路的采样电流调控所述电荷泵的供电电压；所述电荷泵的输出端连接所述负载开关的控制端；所述电荷泵用于将所述供电电压抬高后输出驱动电压至所述负载开关，以控制所述负载开关的开闭状态。本发明能够减少能量浪费和效率的提升，同时动态的反馈调节能够避免负载开关输出端的电荷积累，保证输出端所连接的外围器件的安全。

权利要求

1.一种负载开关的控制电路，其特征在于，包括电压调节模块、电荷泵、负载开关和采样支路；

所述采样支路连接所述负载开关的控制端、所述负载开关的输出端和所述电压调节模块的反馈输入端；

所述电压调节模块的电源端连接电源电压，所述电压调节模块的输出端连接所述电荷泵的电源端；所述电压调节模块根据所述采样支路的采样电流调控所述电荷泵的供电电压；

所述电荷泵的输出端连接所述负载开关的控制端；所述电荷泵用于将所述供电电压抬高后输出驱动电压至所述负载开关，以控制所述负载开关的开闭状态；

所述采样支路包括保护支路和采样电阻；所述保护支路的输入端连接所述负载开关的控制端；所述保护支路的控制端连接所述负载开关的输出端；所述保护支路的输出端连接所述采样电阻的第一端；所述采样电阻的第二端接地；

所述保护支路包括齐纳管和第一PMOS管，所述齐纳管的阴极连接所述负载开关的控制端，所述齐纳管的阳极连接所述第一PMOS管的输入端，所述第一PMOS管的控制端连接所述负载开关的输出端；所述第一PMOS管的输出端连接所述采样电阻的第一端；

所述电压调节模块包括放大器和第二PMOS管，所述放大器的同相输入端连接采样电阻的第一端；所述放大器的反相输入端连接基准电压；所述放大器的输出端连接所述第二PMOS管的控制端，所述第二PMOS管的输入端连接电源电压，所述第二PMOS管的输出端连接所述电荷泵；

所述放大器的同相输入端为所述电压调节模块的反馈输入端。

2.根据权利要求1所述的负载开关的控制电路，其特征在于，所述电压调节模块还包括补偿电容，所述补偿电容的一端连接所述第二PMOS管的输出端，所述补偿电容的另一端接地；所述补偿电容用于对放大器进行频率补偿且对输出电压进行稳压。

3.根据权利要求2所述的负载开关的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括负载单元，负载单元的输入端连接负载开关的输出端；负载单元的输出端接地；所述负载单元包括负载电容和负载电阻，所述负载电容和所述负载电阻并联。

4.根据权利要求1所述的负载开关的控制电路，其特征在于，所述采样电阻的阻值大小为设定值，所述设定值为满足安全设计的最大值。

5.根据权利要求1所述的负载开关的控制电路，其特征在于，所述负载开关为NMOS管。

说明书

一种负载开关的控制电路

技术领域

[0001] 本发明涉及控制技术，特别是涉及一种负载开关的控制电路。

背景技术

[0002] 负载开关是电子系统中常用的一种器件，用于连接电源和负载，实现二者之间的连接和隔离，例如通电和断电。N沟道增强型金属氧化物半导体场效应晶体管(n沟道MOSFET)由于其低导通电阻和紧凑的尺寸而被广泛用作负载开关。为了接通负载开关并维持较小的导通电阻，负载开关的栅极电压必须具有足够高的电压，使得从栅极到源极的电压差Vgs远远大于其阈值电压Vt（一般为0.7V左右），通常用电荷泵为负载开关的栅极提供电荷。

[0003] 应该注意，上面对技术背景的介绍只是为了方便对本申请的技术方案进行清楚、完整的说明，并方便本领域技术人员的理解而阐述的。不能仅仅因为这些方案在本申请的背景技术部分进行了阐述而认为上述技术方案为本领域技术人员所公知。

[0004] 最常用的5V集成负载开关，要求输入电压VDD范围为2V 5V，在这个范围内，负载开~关都能维持较小的导通电阻并不会损坏。

[0005] 如图1所示的负载开关的栅极至源极电压控制电路，Nq为N沟道增强型金属氧化物半导体场效应晶体管，作为负载开关，其漏极d连接电源VDD，源极s通过负载电容CL和负载电阻RL连接输出端OUT。负载开关Nq的栅极g与源极s之间的电压差值（即栅源电压Vgs）大于其阈值电压Vt时，负载开关导通。负载开关导通时，输出端OUT的最高电压值与输入电源VDD的电压值相等。

[0006] 设计时希望负载开关的栅极与源极之间的电压差值尽量高。因为负载开关的栅极到源极的电压差Vgs越高，其导通电阻越小，导通损耗越小，系统效率越高。

[0007] 负载开关Nq为5V器件，其栅极与源极之间的最高耐压为5V，当负载开关Nq的栅极到源极的电压差Vgs超过5V时，负载开关有损坏风险。齐纳管Dz和二极管Dv串联连接在负载开关Nq的栅极和源极之间，齐纳管Dz的反向击穿电压约为4.3V，二极管Dv的正向导通电压约为0.7V。当负载开关的栅极和源极之间的电压差值超过5V时，齐纳管Dz和二极管Dv组成的串联支路导通，将电荷泵输出的电荷释放掉，从而将负载开关的栅极和源极之间的电压差篏位在最高5V，防止负载开关损坏。

[0008] 电荷泵用于将输入电压源VDD的电荷进行抬升后输出，为负载开关的栅极提供电荷。这里选用3倍电荷泵分析，该电荷泵的电源连接VDD，电荷泵能提供的最高输出电压为3*VDD。以下分析输入电源VDD为最小值和最大值的情况。

[0009] 当负载开关的输入电源VDD电压值为2V，并且负载开关导通时，负载开关的输出端OUT的电压值也为2V。电荷泵能提供的最高输出电压为3*2V=6V，负载开关的栅极和源极之间的电压差值最大为6V‑2V=4V，足够负载开关开启并维持较小的导通电阻，其Vgs不超过5V。

[0010] 当负载开关的输入电源VDD电压值为5V，并且负载开关导通时，负载开关的输出端OUT的电压值也为5V。电荷泵能提供的最高输出电压为3*5V=15V，如果不对栅极电压进行调节，负载开关的栅极和源极之间的电压差值Vgs将超过5V。齐纳管Dz和二极管Dv组成的串联支路用于限制负载开关的栅极电压，当齐纳管Dz和二极管Dv组成的串联支路导通后，负载开关的栅极和源极之间的电压差篏位在最高5V。

[0011] 输入电源VDD电压值为5V时，负载开关的栅极和源极之间的电压差值Vgs维持在5V，电荷泵输出的多余电荷经过齐纳管Dz和二极管Dv组成的串联支路释放。现有的负载开关的栅极至源极电压控制电路存在以下问题：

[0012] （1）因为电荷泵提供了多余电荷，导致系统能量浪费、效率降低。一些手持设备对静态功耗有较高要求，现有的这种电路结构可能无法实现静态功耗。

[0013] （2）如果在应用场景中，负载开关的输出端OUT不接电阻负载，则输出端OUT没有电荷泄放能力。电荷泵输出的多余电荷经过齐纳管Dz和二极管Dv组成的串联支路释放到输出端OUT，有可能使得输出端OUT电荷积累，导致OUT电压上升到高于VDD，输出端OUT所连接的外围器件可能因为过压损坏。

发明内容

[0014] 鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种负载开关的控制电路，用于解决现有技术中存在的上述问题。

[0015] 为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种负载开关的控制电路，包括电压调节模块、电荷泵、负载开关和采样支路；

[0016] 所述采样支路连接所述负载开关的控制端、所述负载开关的输出端和所述电压调节模块的反馈输入端；

[0017] 所述电压调节模块的电源端连接电源电压，所述电压调节模块的输出端连接所述电荷泵的电源端；所述电压调节模块根据所述采样支路的采样电流调控所述电荷泵的供电电压；

[0018] 所述电荷泵的输出端连接所述负载开关的控制端；所述电荷泵用于将所述供电电压抬高后输出驱动电压至所述负载开关，以控制所述负载开关的开闭状态。

[0019] 优选地，所述采样支路包括保护支路和采样电阻；所述保护支路的输入端连接所述负载开关的控制端；所述保护支路的控制端连接所述负载开关的输出端；所述保护支路的输出端连接所述采样电阻的第一端；所述采样电阻的第二端接地。

[0020] 优选地，所述保护支路包括齐纳管和第一PMOS管，所述齐纳管的阴极连接所述负载开关的控制端，所述齐纳管的阳极连接所述第一PMOS管的输入端，所述第一PMOS管的控制端连接所述负载开关的输出端；所述第一PMOS管的输出端连接所述采样电阻的第一端。

[0021] 优选地，所述电压调节模块包括放大器和第二PMOS管，所述放大器的同相输入端连接采样电阻的第一端；所述放大器的反相输入端连接基准电压；所述放大器的输出端连接所述第二PMOS管的控制端，所述第二PMOS管的输入端连接电源电压，所述第二PMOS管的输出端连接所述电荷泵。

[0022] 优选地，所述放大器的同相输入端为所述电压调节模块的反馈输入端。

[0023] 优选地，所述电压调节模块还包括补偿电容，所述补偿电容的一端连接所述第二PMOS管的输出端，所述补偿电容的另一端接地；所述补偿电容用于对放大器进行频率补偿且对输出电压进行稳压。

[0024] 优选地，所述控制电路还包括负载单元，负载单元的输入端连接负载开关的输出端；负载单元的输出端接地；所述负载单元包括负载电容和负载电阻，所述负载电容和所述负载电阻并联。

[0025] 优选地，所述采样电阻设定值，所述设定值为满足安全设计的最大值。

[0026] 优选地，所述负载开关为NMOS管。

[0027] 如上所述，本发明的负载开关的控制电路，具有以下有益效果：

[0028] 本发明的电压调节模块基于采样支路的采样电路反馈调节电荷泵的输出电压，从而进一步调节负载开关的驱动电压，能够在保证负载开关安全驱动的基础上，减少电荷泵输出多余电荷，使得驱动负载开关的过程中减少能量浪费和提升效率，同时动态的反馈调节能够避免负载开关输出端的电荷积累，保证输出端所连接的外围器件的安全。

附图说明

[0029] 图1显示为现有技术中负载开关的栅极至源极电压控制电路的电路原理示意图。

[0030] 图2显示为本发明负载开关的控制电路示意图。

具体实施方式

[0031] 以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

[0032] 需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

[0033] 本发明提供一种负载开关的控制电路，如图2所示，包括电压调节模块、电荷泵、负载开关和采样支路；

[0034] 所述采样支路连接所述负载开关的控制端、所述负载开关的输出端和所述电压调节模块的反馈输入端；

[0035] 所述电压调节模块的电源端连接电源电压，所述电压调节模块的输出端连接所述电荷泵的电源端；所述电压调节模块根据所述采样支路的采样电流调控所述电荷泵的供电电压；

[0036] 所述电荷泵的输出端连接所述负载开关的控制端；所述电荷泵用于将所述供电电压抬高后输出驱动电压至所述负载开关，以控制所述负载开关的开闭状态。

[0037] 本发明的电压调节模块基于采样支路的采样电路反馈调节电荷泵的输出电压，从而进一步调节负载开关的驱动电压，能够在保证负载开关安全驱动的基础上，减少电荷泵输出多余电荷，使得驱动负载开关的过程中减少能量浪费和提升效率，同时动态的反馈调节能够避免负载开关输出端的电荷积累，保证输出端所连接的外围器件的安全。

[0038] 本发明的采样支路包括保护支路和采样电阻；所述保护支路的输入端连接所述负载开关的控制端；所述保护支路的控制端连接所述负载开关的输出端；所述保护支路的输出端连接所述采样电阻Rs的第一端；所述采样电阻Rs的第二端接地。

[0039] 在本发明实施例中，采样电阻Rs为设定值，设定值尽量选择满足安全设计的最大值。在设计时，采样电阻Rs选择较大的阻值，可以减小电荷泵输出的功率，减少能量浪费，提高系统效率；同时还可以实现较小的静态电流。

[0040] 本发明的保护支路包括齐纳管Dz和第一PMOS管P1，所述齐纳管Dz的阴极连接所述负载开关的控制端，所述齐纳管Dz的阳极连接所述第一PMOS管P1的输入端（源极s），所述第一PMOS管P1的控制端（栅极g）连接所述负载开关的输出端；所述第一PMOS管P1的输出端（漏极d）连接所述采样电阻Rs的第一端。

[0041] 在本发明实施例中，负载开关为NMOS管Nq。具体的，负载开关Nq的控制端（栅极g）连接齐纳管Dz的阳极，负载开关Nq的输入端连接电源电压VDD，负载开关Nq的输出端（漏极d）连接PMOS管P1的控制端（栅极g）。

[0042] 本发明的所述电压调节模块包括放大器Amp和第二PMOS管P2，所述放大器Amp的同相输入端连接采样电阻的第一端；所述放大器Amp的反相输入端连接基准电压Vr；所述放大器Amp的输出端连接所述第二PMOS管P2的控制端，所述第二PMOS管P2的输入端连接电源电压VDD，所述第二PMOS管P2的输出端连接所述电荷泵，其中，所述放大器Amp的同相输入端为所述电压调节模块的反馈输入端。

[0043] 在本发明实施例中，齐纳管Dz的反向击穿电压约为4.3V，第一PMOS管P1的阈值电压约为0.7V左右，当负载开关的控制端和输出端之间的电压差值超过5V时，保护支路（即采样支路）导通，采样电阻Rs采样经过保护支路的采样电进行转换处理得到采样电压Vrs，放大器Amp通过反馈的采样电压Vrs和基准电压进Vr行比较处理，从而调节电荷泵的供电电压Vx。

[0044] 本发明电压调节模块的放大器Amp和第二PMOS管P2构成两级放大，放大器Amp将根据采样电流得到的采样电压Vrs与基准电压Vr的电压差值放大，输出到第二PMOS管P2的控制端，第二PMOS管P2在第一级放大电压的控制作用下根据电源电压VDD放大输出至电荷泵的供电电压Vx。

[0045] 在此需要说明的是，基准电压为设定值，该设定值满足控制需求。

[0046] 本发明的所述电压调节模块还包括补偿电容Cx，所述补偿电容Cx的一端连接所述第二PMOS管P2的输出端，所述补偿电容Cx的另一端接地；所述补偿电容Cx用于对放大器进行频率补偿且对输出电压进行稳压。

[0047] 本发明负载开关的控制电路还包括负载单元，负载单元的输入端连接负载开关的输出端；负载单元的输出端接地；所述负载单元包括负载电容C和负载电阻R，所述负载电容C和所述负载电阻R并联。

[0048] 为了更好的体现和说明本发明负载开关的控制电路能够实现的有益效果，仍以电荷泵根据供电电压抬高3倍的输出电压，即电荷泵的供电电压为Vx，电荷泵能提供的最高输出电压为3*Vx；以下基于电源电压VDD为最小值和最大值的情况进行具体分析：

[0049] 当负载开关的电源电压VDD电压值为2V，并且负载开关导通时，负载开关的输出端OUT的电压值VOUT=2V。电荷泵能提供的最高输出电压为3*Vx，也即负载开关的驱动电压Vg=3*Vx。因为Vx能达到的最高电压值等于2V，所以负载开关的栅极和源极之间的电压差Vgs最大为3*2V‑2V=4V，齐纳管Dz和第一PMOS管P1组成的保护支路不会导通，采样电阻Rs上的采样电压Vrs=0，采样电压Vrs远小于基准电压Vr，放大器Amp输出下降到接近0，第二PMOS管P2工作在线性区，第二PMOS管P2完全开启，供电电压Vx=2V。负载开关的栅极和源极之间的电压差Vgs为4V，足够功率管开启并维持较小的导通电阻。

[0050] 当负载开关的电源电压VDD电压值为5V，并且负载开关导通时，负载开关的输出端OUT的电压值VOUT=5V。电荷泵能提供的最高输出电压为3*Vx，也即负载开关的驱动电压Vg=3*Vx。因为Vx能达到的最高电压值等于5V，所以负载开关的栅极和源极之间的电压差最大为3*5V‑5V=10V，如果不对栅极电压进行调节，负载开关的栅极和源极之间的电压差值Vgs将超过5V。当负载开关的栅极和源极之间的电压差值Vgs超过5V时，齐纳管Dz和第一PMOS管P1组成的保护支路导通，采样电阻Rs采样经过齐纳管Dz和P1的采样电流，采样电流转化得到的采样电压Vrs输入到放大器Amp的同相输入端，与基准电压Vr进行比较。采样电压Vrs大于基准电压Vr时，放大器Vamp的输出电压上升，第二PMOS管P2输出至电荷泵电源端的供电电压Vx下降至3.33V以下。当系统稳定后，采样电压Vrs等于基准电压Vr；负载开关的栅极和源极之间的电压差Vgs维持在5V。

[0051] 此时，负载开关的栅极的电压值Vg=Vgs+Vout=5V+5V=3*Vx=10V，即Vx=3.33V。同时，电荷泵输出的电流为Vr/Rs，电荷泵输出的功率为Vg*Vr/Rs。

[0052] 电荷泵输出的电荷不会传输到负载开关的输出端OUT，即使负载开关的输出端OUT不接电阻负载，输出端 OUT的电压不会上升到高于电源电压VDD。

[0053] 综上所述，本发明负载开关的控制电路通过电压调节模块基于采样支路的采样电路反馈调节电荷泵的输出电压，从而进一步调节负载开关的驱动电压，能够在保证负载开关安全驱动的基础上，减少电荷泵输出多余电荷，使得驱动负载开关的过程中减少能量浪费和提升效率，同时基于采样支路的采样电流能够动态反馈调节避免负载开关输出端的电荷积累，保证输出端所连接的外围器件的安全。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

[0054] 上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。