具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法

摘要

本发明公开了具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法，涉及雷达通信领域的调制方法技术领域。在该方法中，将用户数据经RS编码后进行分组，分组包括p位映射组和q位调制组；按照映射关系，将映射组的每个数据组合分别映射为从N传输波形中选取由q个传输波形组成的波形组合；采用波形幅度调制，将所述q位调制组的每位数据分别加载至所述q个传输波形上；通过时域波形叠加形成一个时域波形，并将其积分形式做为非线性调频信号的附加相位，形成调制信号；所述RS编码方法、波形组合、数据分组大小随着信道干扰检测值的变化而动态调整。本发明所公开的技术方案，提高了系统的频谱效率和功率效率，并且具有较强的信道自适应能力。

权利要求

1.一种具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，产生所述调制信号包括以下步骤：步骤一：将用户待传输的数据D(t)经RS编码后，形成编码数据K(t)，所述RS编码为RS(k+r,k)编码，其中k为参与RS编码的信息位数，其中r为参与RS编码所插入的监督位数，所述r的数值是随着信道干扰检测值σ的变化而动态调整的；

步骤二 ：将所述编码数据K (t) 进行分组，所述分组包括p位映射组

和q位调制组 ；

基于长球面波函数产生N个传输波形ξ1(c,t)，ξ2(c,t)，…，ξN(c,t)；

所述p与q、N满足关系式： ，符号 表示向下取整；

步骤三：按照一一映射关系，将所述p位映射组的每个数据组合分别映射为从所述N个传输波形中选取由q个传输波形组成的波形组合，所述p位映射组中的每一个数据组合仅能与一个波形组合相对应，且任意两个数据组合所对应的波形组合各不相同；

步骤四：采用波形幅度调制，将所述q位调制组的每位数据分别加载至所述q个传输波形上，然后再通过时域波形叠加形成一个时域波形，并将其积分形式做为三次幂非线性调频信号的附加相位，形成调制信号；

在第k个数据码元周期内调制信号为sk(t)，其中：

；

其中，fc为调制信号载波频率，B为信号带宽因子，T为信号时间因子，q为正整数，表示参与波形幅度调制的传输波形个数，其中q的数值是随着当前统计周期内信道干扰检测值σ的变化而动态调整的，aj(t)为第j位用于波形幅度调制的待传输数据，ξj(c,t)为第j个用于波形幅度调制的传输波形，c为时间带宽积因子；

所述传输波形的设计方法为：按频域能量聚集性由大到小的顺序取前N个偶数阶或奇数阶长球面波函数；按照长球面波函数的频谱对称性，分别截取所述N个偶数阶或奇数阶长球面波函数的一半频谱，根据频域到时域的变换关系，再分别转换为时域波形ξj(c,t)，j=

1，2，…，N，形成N个传输波形，所述q与N的关系为：q为大于等于1且小于N的正整数。

2.根据权利要求1所述的具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，从所述N个传输波形中选取q个传输波形以组成波形组合；

若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值增大时，所述q的数值减1，若q的数值调整变化前为1，则不再调整；若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值减小时，所述q的数值加1，若q的数值调整变化前为N‑1，则不再调整；所述q的初始值为 ，符号 表示向下取整。

3.根据权利要求2所述的具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述信道干扰检测值σ的统计方法为：，

其中，B为信号带宽因子，Ts为统计周期大小， 、 分别表示在所述统计周期Ts内所接收到的脉冲式干扰的个数和连续式干扰的个数， 、 分别表示在所述统计周期Ts内所接收到的脉冲式干扰的频谱带宽和连续式干扰的频谱带宽， 、 分别表示在所述统计周期Ts内所接收到的脉冲式干扰的时间周期大小和连续式干扰的时间周期大小。

4.根据权利要求3所述的具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值增大时，所述r的数值加1，若r的数值调整变化前为r=k，则不再调整；若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值减小时，所述r的数值减1，若r的数值调整变化前为，符号 表示向下取整，则不再调整；所述r的初始值为 。

5.根据权利要求4所述的具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值增加百分之十及以上时，所述r的数值加1；当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值减小百分之十及以上时，所述r的数值减1。

6.根据权利要求4所述的具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述传输波形为基于长球面波函数按频域能量聚集性由大到小的顺序分别取0阶、2阶、4阶和6阶长球面波函数设计传输波形。

7.根据权利要求4所述的具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述RS(k+r,k)编码中参与RS编码的信息位数为k=30bit。

8.根据权利要求4所述的具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述信道干扰检测值σ的统计周期为Ts=1秒。

9.根据权利要求4所述的具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法，其特征在于，所述调制信号采用脉冲形式发射，所述脉冲的周期包括脉冲发射期和脉冲停止期，所述脉冲发射期时间长度为6.6微秒，所述脉冲停止期时间长度为6.6微秒。

说明书

具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法

技术领域

[0001] 本发明涉及雷达通信领域的调制方法，尤其涉及一种具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法。

背景技术

[0002] 随着电子技术的飞速发展，雷达通信一体化设计已经在军事领域和民用领域得到迅速推广应用。雷达通信一体化设计，解决了平台上多种电子设备相互干扰、电磁兼容性差、占用空间大、能源消耗大的问题，极大的提高了平台的综合应用能力。另外，一体化波形设计还能充分利用雷达频段的大带宽特性，提高了通信速率，雷达信号的窄波束特性也有利于提高通信信号的作用距离和隐蔽能力。

[0003] 在现有技术中，雷达通信一体化设计的核心是调制信号产生，即在满足雷达探测目标的前提下，同时携带用户数据。相对于传统的脉冲雷达信号来说，由于线性调频信号具有大带宽特性，用于探测目标时可提高对目标探测的分辨力。因此，在现有技术中，雷达通信一体化设计方法，通常是将用户数据采用BPSK调制或MSK调制后，加载到线性调频信号中。由于这种方法的频带利用率较低，只能适用于低速系统。OFDM调制因其具高频谱利用率特点，使其在移动通信领域得到推广应用，且OFDM调制信号是一种大时宽带宽积信号，用于雷达系统中时，也能够满足雷达探测目标的距离高分辨率和速度高分辨率需求。因此，在现有技术中，基于OFDM设计雷达通信一体化波形，以满足高速通信系统的需求，是雷达通信一体化调制信号设计的研究热点问题。然而，由于OFDM调制信号的多载波特性使其具有高峰均比特点，而雷达功放系统的线性工作区范围有限，高峰均比使其功放系统的功率利用率大幅下降，降低了雷达系统对目标探测的距离，严重影响了雷达系统的工作性能。在现有技术中，虽然采用降低峰均比的方法能够在一定程度上缓解调制信号的峰均比，但调制信号的峰均比仍在较大范围内波动变化，难以从根本上解决该问题。

[0004] 对于雷达通信一体化调制信号来说，能否在复杂的电磁环境中保证畅通，是其需要重点解决的问题。为了提高传输的可靠性，通常采用纠错能力强的信道编码技术来降低误码率，这种方式通常是以牺牲系统的有效性来换取可靠性的，纠错能力强的编码方式在提高信息传输可靠性的同时，也降低了系统的信息传输速率。传输信道环境是瞬息万变的，然而在现有技术中，所采用的纠错编码方式却是不变的，且系统的数据传输速率也是不变的，显而易见这是不合理的。如果信道环境较好，仍然采用纠错能力较强的编码方式，必须会造成纠错能力的浪费和信息传输能力不必要的损失。

[0005] 因此，如何在保持雷达系统探测性能的前提下，提高一体化调制信号的频谱效率，降低峰均比，并能根据信道干扰情况自适应调整纠错编码方式和信息传输速率，是现有雷达通信一体化设计需要解决的难点问题。

发明内容

[0006] 本发明的目的是公开一种技术方案，在保持雷达系统探测性能的前提下，降低调制信号的峰均比，提高系统的频谱效率，以实现雷达通信一体化设计。

[0007] 为了实现本发明的目的，本发明提供了用于雷达通信一体化的调制信号产生方法。在该方法中，在第k个数据码元周期内所述调制信号为sk(t)：

[0008] ；

[0009] 其中，fc为调制信号载波频率，B为信号带宽因子，T为信号时间因子，q为正整数，表示参与波形幅度调制的传输波形个数，aj(t)为第j位用于波形幅度调制的待传输数据，ξj(c,t)为第j个用于波形幅度调制的传输波形，c为时间带宽积因子；

[0010] 所述传输波形的设计方法为：按频域能量聚集性由大到小的顺序取前N个偶数阶或奇数阶长球面波函数；按照长球面波函数的频谱对称性，分别截取所述N个偶数阶或奇数阶长球面波函数的一半频谱，根据频域到时域的变换关系，再分别转换为时域波形ξj(c,t)，j=1，2，…，N，形成N个传输波形，所述q与N的关系为：q为大于等于1且小于N的正整数。

[0011] 进一步，在本发明所公开的技术方案中，产生所述调制信号包括以下步骤：

[0012] 步骤一：将用户待传输的数据D(t)经RS编码后，形成编码数据K(t)；

[0013] 步骤二：将所述编码数据K(t)进行分组，所述分组包括p位映射组Y(t)= 和q位调制组A(t)= ；

[0014] 基于长球面波函数产生N个传输波形ξ1(c,t)，ξ2(c,t)，…，ξN(c,t)；

[0015] 所述p与q、N满足关系式： ，符号 表示向下取整；

[0016] 步骤三：按照一一映射关系，将所述p位映射组的每个数据组合分别映射为从所述N个传输波形中选取由q个传输波形组成的波形组合，所述p位映射组中的每一个数据组合仅能与一个波形组合相对应，且任意两个数据组合所对应的波形组合各不相同；

[0017] 步骤四：采用波形幅度调制，将所述q位调制组的每位数据分别加载至所述q个传输波形上，然后再通过时域波形叠加形成一个时域波形，并将其积分形式做为三次幂非线性调频信号的附加相位，形成调制信号，在第k个数据码元周期内所述三次幂非线性调频信号为：

[0018] 。

[0019] 本发明的另一个目的是使编码方式以及调制信号的数据传输速率能够与信道环境相适应，以提高系统对信道环境的适应能力。

[0020] 为了实现本发明的目的，本发明公开了一种具有信道自适应性的雷达通信一体化调制信号产生方法。在本发明所公开的技术方案中，从所述N个传输波形中选取q个传输波形以组成波形组合，所述q的数值是随着信道干扰检测值σ的变化而动态调整的；

[0021] 若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值增大时，所述q的数值减1，若q的数值调整变化前为1，则不再调整；若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值减小时，所述q的数值加1，若q的数值调整变化前为N‑1，则不再调整；所述q的初始值为 ，符号 表示向下取整。

[0022] 进一步，在本发明所公开的技术方案中，所述信道干扰检测值σ的统计方法为：

[0023] ，

[0024] 其中，B为信号带宽因子，Ts为统计周期大小， 、 分别表示在所述统计周期Ts内所接收到的脉冲式干扰的个数和连续式干扰的个数， 、 分别表示在所述统计周期Ts内所接收到的脉冲式干扰的频谱带宽和连续式干扰的频谱带宽， 、 分别表示在所述统计周期Ts内所接收到的脉冲式干扰的时间周期大小和连续式干扰的时间周期大小。

[0025] 进一步，在本发明所公开的技术方案中，所述用户待传输的数据D(t)经RS编码形成编码数据K(t)，所述RS编码为RS(k+r,k)编码，其中k为参与RS编码的信息位数，其中r为参与RS编码所插入的监督位数，所述r的数值是随着信道干扰检测值σ的变化而动态调整的；

[0026] 若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值增大时，所述r的数值加1，若r的数值调整变化前为r=k，则不再调整；若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值减小时，所述r的数值减1，若r的数值调整变化前为 ，符号 表示向下取整，则不再调整；所述r的初始值为 。

[0027] 优选的，在本发明所公开的技术方案中，当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值增加百分之十及以上时，所述r的数值加1；当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值减小百分之十及以上时，所述r的数值减1。

[0028] 优选的，在本发明所公开的技术方案中，所述传输波形为基于长球面波函数按频域能量聚集性由大到小的顺序分别取0阶、2阶、4阶和6阶长球面波函数设计传输波形。

[0029] 优选的，在本发明所公开的技术方案中，所述RS(k+r,k)编码中参与RS编码的信息位数为k=30bit。

[0030] 优选的，在本发明所公开的技术方案中，所述信道干扰检测值σ的统计周期为Ts=1秒。

[0031] 优选的，在本发明所公开的技术方案中，所述调制信号采用脉冲形式发射，所述脉冲的周期包括脉冲发射期和脉冲停止期，所述脉冲发射期时间长度为6.6微秒，所述脉冲停止期时间长度为6.6微秒。

[0032] 与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

[0033] （1）提高了调制信号的抗干扰能力。

[0034] 在现有技术中，在雷达通信一体化信号设计时，常采用线性调频信号进行设计，该信号具有较大的旁瓣，在通过匹配滤波器或窗函数进行抑制旁瓣时，会导致调制信号产生较严重的波形崎变，降低了信号在信道传输过程中的抗干扰能力，使其应用环境较为受限。在本发明所公开的技术方案中，采用三次幂非线性调频信号构建一体化信号，使所设计的调制信号频域变化呈现非线性特性，以达到降低所述调制信号旁瓣幅值的目的，减小所述调制信号在通过天线滤波辐射时所产生的信号畸变，从而提高所述调制信号的SNR（信噪比），使其在信道传输过程中具有较强的抗电磁干扰能力，从而也拓展了其适用的应用环境。

[0035] （2）提高了频谱效率和功率利用效率。

[0036] 在本发明所公开的技术方案中，抛弃了传统的仅采用幅度参数加载信息的方式，拓展了传输波形加载信息的途径，采用波形映射和波形幅度调制两种方式同时加载信息；进一步，用于加载信息的传输波形，基于频谱对称特性，仅使用其一半频谱，有效提高了频谱利用率。进一步，所述完成数据加载的传输波形采用积分形式做为非线性调频信号的附加相位，实现雷达通信一体化波形设计，使得一体化调制信号具有恒包络特性。因此，相对于现有技术来说，可有效提高雷达系统的功率利用效率，增强对目标探测的作用距离。

[0037] （3）具有信道自适应能力。

[0038] 在本发明所公开的技术方案中，通过统计信道干扰检测值来衡量信道质量，根据所述信道干扰检测值来调整参与幅度调制的传输波形个数、RS编码的编码方式（码率）等，从而实现了传输速率能够与信道干扰情况相适应，提高了系统对信道环境的自适应能力。

[0039] 本发明的其他优点和特征将部分通过下面的说明体现，部分还将通过对本发明的研究和实践而为本领域的技术人员所理解。

附图说明

[0040] 图1是本发明实施例所公开的频谱截取示意图，其中（a）为奇对称频谱，（b）为截取一半后的频谱，（c）为偶对称频谱，（d）为截取一半后的频谱。

[0041] 图2是本发明实施例所公开的调制信号产生示意图。

具体实施方式

[0042] 以下结合图1至图2对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

[0043] 在现有技术中，雷达通信一体化波形设计具有两种类型。一是，采用常规数字调制，如BPSK调制或MSK调制，加载待传输信息，然后再与雷达信号进行结合，形成一体化信号。如基于MSK调制与线性调频信号相结合的一体化调制信号为：

[0044] ，

[0045] 其中， 为载波频率，μ为线性调频参数，ak为用户数据。该类一体化调制信号的优点是调制信号包络恒定，雷达系统的功率利用率高，目标探测距离远，但这种方法的信息携带能力较差，频带利用率较低，只能适用于低速系统。

[0046] 另一类是，基于OFDM设计雷达通信一体化波形，利用OFDM调制信号的高频谱利用率来提高系统的传输速率，同时，OFDM调制信号也是一种大时宽带宽积信号，用于雷达系统中时，也能够满足雷达探测目标的距离高分辨率和速度高分辨率需求，通常该类一体化调制信号可表示为：

[0047] ，

[0048] 其中，N表示子载波个数，Ck表示待传输的信息， 表示子载波带宽，fc表示载波频率。该类一体化调制信号的特点是正交多载波信号同时携带信息，频带利用高，适用于高速率系统。但由于OFDM调制信号的多载波特性使其具有高峰均比特点，而雷达功放系统的线性工作区范围有限，高峰均比使其功放系统的功率利用率大幅下降，从而降低了雷达系统对目标探测的距离，严重影响了雷达系统的工作性能。虽然采用降低峰均比的方法能够在一定程度上缓解调制信号的峰均比，但调制信号的峰均比仍在较大范围内波动变化，从而无法从根本上解决该问题。

[0049] 因此，在现有技术中，雷达通信一体化调制信号设计方法，难以在高频谱效率和低峰均比（高功率效率）两个方面同时达到，通常只能牺牲某个方面的性能来获得另一方面的性能，不能两个方面做到兼顾。

[0050] 在现有技术中，相对于脉冲调制信号来说，线性调频信号由于具有较宽的频谱带宽，用于探测目标时可提高分辨率。因此，在雷达通信一体化信号设计时，常采用线性调频信号。但是，线性调频信号具有较大的频谱旁瓣，在通过天线滤波器或窗函数进行抑制旁瓣时，会导致调制信号产生较严重的波形崎变，从而使信号的SNR（信噪比）下降，降低了信号在信道传输过程中的抗干扰能力，使其应用环境较为受限。

[0051] 为了解决该问题，在本发明实施例所公开的技术方案中，对调制信号采用频域非线性加权的方式，通过三次幂构建非线性调频雷达调制信号，即

[0052] ，

[0053] 使所述雷达调制信号的频域变化呈现非线性特性，以达到降低所述雷达调制信号旁瓣幅值的目的，减小所述雷达信号在通过天线滤波辐射时所产生的信号畸变，从而提高所述雷达调制信号的SNR（信噪比），使其在信道传输过程中具有较强的抗电磁干扰能力，从而也拓展了其适用的应用环境。

[0054] 因此，本发明实施例采用非线性调频信号作为雷达信号，以提高其传输的可靠性，在此基础上，再与通信调制信号进行一体化设计，以达到较好的雷达探测性能和数据传输性能。

[0055] 为了解决现有技术中无法兼顾高频谱利用率和低峰均比（高功率效率）的问题，本发明实施例公开了一种雷达通信一体化的调制信号产生方法。在该方法中，在第k个数据码元周期内所述调制信号为：

[0056] ；

[0057] 其中，fc为调制信号载波频率，B为信号带宽因子，T为信号时间因子，aj(t)为第j位用于波形幅度调制的待传输数据，q为正整数，表示参与波形幅度调制的传输波形个数，ξj(c,t)为第j个用于波形幅度调制的传输波形，c为时间带宽积因子；

[0058] 所述传输波形的设计方法为：按频域能量聚集性由大到小的顺序取前N个偶数阶或奇数阶长球面波函数；按照长球面波函数的频谱对称性，分别截取所述N个偶数阶或奇数阶长球面波函数的一半频谱，根据频域到时域的变换关系，再分别转换为时域波形ξj(c,t)，j=1，2，…，N，形成N个传输波形，所述q与N的关系为：q为大于等于1且小于N的正整数。

[0059] 进一步，在本发明实施例所公开的技术方案中，加载信息的传输波形以附加相位的方式与三次幂非线性调频雷达信号相结合，使所述非线性调频信号具有恒包络特性，送往信道发射时，雷达系统的功率利用率高，探测目标距离远，解决了现有技术中高峰比降低雷达性能的问题。

[0060] 在现有技术中，长球面波函数（Prolate Spheroidal Wave Functions,PSWFs）在给定时间区间[‑Ts/2，Ts/2]内，满足如下积分方程：

[0061] ，

[0062] 其中， 为n阶长球面波函数 所对应的特征值，用于表示能量集中因子，n为阶数， 为角频率，c为时间带宽积因子。因其具有频谱灵活可控、最佳能量聚集性等特点，使其在通信领域具有广泛应用。在时间带宽积因子一定的情况下，同时存在多阶两两正交、频谱相互交叠的长球面波函数。本发明人以该函数的正交性、频谱交叠性为出发点，设计传输波形，采用多个频谱相互交叠的长球面波函数作为信息载体进行信息调制，以达到提高频谱利用率的目的。在接收端可利用其正交性进行分离，消除码间干扰。虽然OFDM调制方法因其具有较高的频带利用率，在移动通信领域具有广泛的应用前景，但OFDM调制方法的本质是采用多个频谱相互交叠50%的正余弦函数作为信息载体进行信息调制，以达到提高频谱利用率的目的。然而，相对于正余弦函数来说，长球面波函数在能量聚集性方面更具有优势，且其信号的旁瓣较小，用于信道传输时，具有较强的抗干扰能力。进一步，该函数也具有大时间带宽特性，所具有高能量聚集性，使其用于雷达领域时，有利于提高探测目标的分辨率。因此，相对于正余弦函数来说，以长球面波函数设计雷达通信一体化波形，将会带来更优的性能。

[0063] 发明人通过分析长球面波函数的频谱特征可知，对于偶数阶或奇数阶长球面波函数，其频谱具有如下特征：

[0064]

[0065]

[0066] 因此，奇数阶长球面波函数在频域具有频谱奇对称特性，偶数阶长球面波函数在频域具有频谱偶对称特性。基于该特性，采用奇数阶或偶数阶长球面波函数设计传输波形时，可利用其频谱对称特性进行设计，进行频谱截取，截取其一半频谱，再利用频域到时域的变换关系，转换为时域波形，再进行信息加载，从而可大幅提高频谱利用率，提高信息传输速率。即将奇数阶或偶数阶长球面波函数进行频域变换，根据其频谱对称特性，截取其一半频谱，并根据频域到时域的变换关系，再分别转换为时域波形，形成加载数据的传输波形。如图1中（a）、（c）所示，分别是具有奇对称特性和偶对称特性的长球面波函数的频谱，根据其频谱对称特性，截取一半后的频谱如图1中（b）、（d）所示。在接收端进行信息解调时，先按数据码元的时间周期长度，按照其频谱对称性将接收到的信号进行频谱对称复制，恢复所述传输波形的整个频谱，然后再利用其时域正交性进行信号分离，完成信息提取。

[0067] 因此，在本发明实施例所公开的技术方案中，基于长球面波函数设计传输波形，只传输半个频谱范围内的频谱信号，在接收端再根据频谱对称性进行频谱复制，恢复全频谱信号，再进行解调信息，从而将大幅提高频谱利用效率。不仅如此，在接收端，按照频谱对称性进行频谱复制，可进一步校正调制信号在传输过程中因干扰所导致的对称性失真，从而更有利于提高调制信号在信道传输过程中的抗干扰能力。因此，本发明实施例所公开的技术方案，采用半频谱的长球面波函数设计加载信息的传输波形，有利于提高系统的频谱效率。

[0068] 在现有技术中，长球面波函数用于通信领域进行信息传输时，仅限于通过幅度参数加载信息，虽然相对于OFDM调制方式来说具有一定的优势，但其提升的空间受该信息加载方式的约束性较大。

[0069] 为了进一步提高系统的频带利用率，发明人抛弃了传统的仅采用幅度参数加载信息的方式，拓展传输波形加载信息的途径。采用波形映射和幅度调制两种方式同时加载信息，以进一步提高系统的频谱效率。

[0070] 进一步，在本发明实施例所公开的技术方案中，所述波形映射是指从多个传输波形中选择部分传输波形以形成波形组合，而所选择的波形组合是未知的，是具有一定概率的，从而可携带信息。例如，从4种传输波形中选择3种传输波形以构成波形组合，任何一组由3种传输波形所组成的波形组合出现的概率是四分之一，由信息论可知，可携带两比特信息，即 ；然后所选出的3种波形中的每个波形再采用幅度参数加载信息，即利用传输波形的正向和反向幅度来表示1位二进制数字信息的两个状态，这样每个波形的幅度参数可加载1bit信息，3个波形可加载3bit信息。因此，采用波形映射和幅度参数两种方式总共可加载2bit+3bit=5bit信息；然而，若采用传统的单一幅度参数加载信息的方式，4个传输波形只能加载4bit信息。因此，与现有技术相比，本发明所提出的采用波形映射和幅度参数两种方式加载信息，能够有效提高信息传输能力。在进行信息加载时，将用户待传输的信息按（p+q）bit大小进行分组，所述分组包括p位映射组和q位调制组，所述p位映射组的数据组合按一一映射关系，采用波形映射方式，映射成为从所述传输波形中选择部分传输波形的波形组合，从而实现信息加载；所述q位调制组中的数据采用波形幅度调制完成加载。在接收端，接收到的信号先根据波形组合与数据组合的映射关系，提取出p位映射组的数据，然后再根据波形幅度调制信号的幅度与信息的对应关系解调出q位调制组数据。因此，本发明实施例所公开的技术方案，采用波形映射和幅度参数同时携带信息，相对于传统的单一幅度参数加载信息的方式来说，提高了信息传输能力。

[0071] 进一步，在本发明实施例所公开的技术方案中，为了保持雷达通信一体化信号的高频谱效率，同时实现低峰均比设计，提高功率效率，所述完成数据加载的传输波形采用积分形式做为所述三次幂非线性调频信号的附加相位，形成调制信号，使得一体化调制信号具有恒包络特性。因此，相对于现有技术来说，可有效提高雷达系统的功率利用效率，增强对目标探测的作用距离，同时，能够达到较高的信息传输速率。

[0072] 进一步，在本发明实施例所公开的技术方案中，为了提高信息传输的可靠性，先将用户待传输的数据经RS编码，以提高调制信号抗随机干扰的能力。

[0073] 进一步，在本发明实施例所公开的技术方案中，如图2所示，产生所述调制信号包括以下步骤：

[0074] 步骤一：将用户待传输的数据D(t)经RS编码后，形成编码数据K(t)；

[0075] 步骤二：将所述编码数据K (t)进行分组，所述分组包括p位映射组和q位调制组 ；

[0076] 基于长球面波函数产生N个传输波形ξ1(c,t)，ξ2(c,t)，…，ξN(c,t)；

[0077] 所述p与q、N满足关系式： ，符号 表示向下取整；

[0078] 步骤三：按照一一映射关系，将所述p位映射组的每个数据组合分别映射为从所述N个传输波形中选取由q个传输波形组成的波形组合，所述p位映射组中的每一个数据组合仅能与一个波形组合相对应，且任意两个数据组合所对应的波形组合各不相同；

[0079] 步骤四：采用波形幅度调制，将所述q位调制组的每位数据分别加载至所述q个传输波形上，然后再通过时域波形叠加形成一个时域波形，并将其积分形式做为三次幂非线性调频信号的附加相位，形成调制信号，在第k个数据码元周期内所述三次幂非线性调频信号为：

[0080] 。

[0081] 优选的，在本发明实施例所公开的技术方案中，按频域能量聚集性由大到小的顺序取前4个偶数阶长球面波函数 、 、 和 设计传输波形，根据偶数阶长球面波函数在频域具有的频谱偶对称特性，截取一半频谱范围内的频谱后，根据频域到时域的变换关系，再分别转换为时域波形ξ0(c,t)、ξ2(c,t)、ξ4(c,t)和ξ6(c,t)，形成4个传输波形。将用户待传输的信息经RS编码，按5bit大小进行分组，所述分组包括2bit映射组和
3bit调制组。所述2bit映射组按照一一映射关系，将所述2bit映射组的每个数据组合分别映射为从所述4个传输波形中选取由3个传输波形组成的波形组合，所述映射组的数据组合与传输波形组合的对应关系如表1所示。在本发明实施例所公开的技术方案中，所述映射组中的数据组合与波形组合的一一映射关系并不局限于表1，只要能够满足所述映射组中的每一个数据组合仅有一个波形组合与之对应，且任意两个数据组合所对应的波形组合各不相同即可。

[0082] 表1 映射组数据组合与波形组合一一对应关系

[0083]

[0084] 优选的，在本发明实施例中，p=2，N=4。完成数据组合与波形组合之间的映射后，所映射的波形组合中的每个波形再分别采用波形幅度调制完成第二次信息加载。例如，表1所述的数据组合00所映射的波形组合为ξ2(c,t)、ξ4(c,t)、ξ6(c,t)，所述该波形组合中的每个波形再分别进行波形幅度调制，即利用波形的正向幅度和反向幅度分别表示1位二进制信息的两个状态，从而完成所述调制组中的3bit数据的加载。完成信息加载后的传输波形，再通过时域波形叠加形成一个时域波形，并将其积分形式做为三次幂非线性调频信号的附加相位，形成调制信号。

[0085] 通过上述分析可知，在本发明实施例所公开的技术方案中，通过波形映射和幅度调制两种方式同时加载信息，所设计的4个传输波形可传输5bit（2bit+3bit）信息，而在现有技术中，如果只采用波形幅度调制，4个传输波形只能传输4bit信息。因此，本发明实施例所公开的技术方案，提高了信息传输速率。进一步，在本发明实施例所公开的技术方案，送往信道的传输波形仅为半个频谱，节约了频谱资源，提高了频谱效率；且所述传输波形旁瓣峰值小，进行天线滤波时，产生的波形畸变较小，用于信道传输时，具有较强的抗干扰能力。所形成的调制信号具有恒包络特性，提高了功放系统的功率利用率，保证了对目标的探测性能，解决了现有技术中高峰比所致的功率利用率低的问题。

[0086] 在现有技术中，雷达通信一体化调制信号的传输速率通常是不变的，为了对抗人为干扰，在复杂电磁环境中保障通信畅通，通常采用纠错能力强的信道编码技术进行检错纠错，该纠错编码方法通过插入了额外的监督位数据，使接收端具有检错和纠错能力，且插入的监督位数越多，其检错纠错能力越强，但也使得系统的信息传输速率下降，即这种方式通常是以牺牲系统的有效性来换取可靠性的。传输信道环境是瞬息万变的，然而在现有技术中，所采用的纠错编码方式却是不变的，即系统的检错纠错能力是不变的，且系统的数据传输速率也是不变，显而易见这是不合理的。

[0087] 为了解决现有技术中存在的问题，在本发明实施例所公开的技术方案中，公开了一种信道干扰检测值统计计算方法。所述信道干扰检测值σ的统计计算方法为：

[0088] ，

[0089] 其中，B为信号带宽因子，Ts为统计周期大小， 、 分别表示在所述统计周期Ts内所接收到的脉冲式干扰的个数和连续式干扰的个数， 、 分别表示在所述统计周期Ts内所接收到的脉冲式干扰的频谱带宽和连续式干扰的频谱带宽， 、 分别表示在所述统计周期Ts内所接收到的脉冲式干扰的时间周期大小和连续式干扰的时间周期大小。在本发明实施例所公开的技术方案中，在所述统计周期Ts内，通过统计脉冲式干扰和连续式干扰的出现次数、干扰带宽、干扰持续时间等参数，以实现对当前信道环境质量的检测，以此做为调整编码方式和传输速率的依据。优选的，在本发明实施例所公开的技术方案中，所述信道干扰检测值σ的统计周期为Ts=1秒。

[0090] 进一步，在本发明实施例所公开的技术方案中，用于加载信息的传输波形是时域正交、频谱交叠的，当信道干扰较严重时，信道中的干扰信号会影响传输波形之间的正交性，从而影响接收端的信息解调，导致误码率上升。因此，当信道干扰较严重时，应当减少用于加载信息的传输波形个数，降低信息传输速率，以提高信息传输的可靠性。相反，当信道环境较好时，可适当增加用于加载信息的传输波形个数，以提高系统的信息传输速率。

[0091] 进一步，在本发明实施例所公开的技术方案中，所述从N个传输波形中选取q个传输波形以组成波形组合，所述q的数值是随着信道干扰检测值σ的变化而动态调整的；

[0092] 若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值增大时，所述q的数值减1，若q的数值调整变化前为1，则不再调整；若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值减小时，所述q的数值加1，若q的数值调整变化前为N‑1，则不再调整；所述q的初始值为 ，符号 表示向下取整。

[0093] 例如，基于长球面波函数设计的传输波形为ξ0(c,t)、ξ2(c,t)、ξ4(c,t)和ξ6(c,t)，即N=4。在前一个统计周期内，按5bit大小进行分组，所述分组包括2bit映射组和3bit调制组，所述映射组数据组合与波形组合一一对应关系如表1所述，有3个传输波形参与幅度调制，即q=3。当信道传输环境发生变化，在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值增大，即信道环境干扰严重，所述q的数值减1，减少传输波形个数，即q由3调整变化为2，即从4个传输波形中选取2个传输波形以组成波形组合。由所述p与q、N满足的关系式 可知，p=2。即在前统计周期内，按4bit大小进行分组，所述分组包括2bit映射组和bit调制组。按照一一映射关系，将所述2bit映射组的每个数据组合分别映射为从所述4个传输波形中选取由2个传输波形组成的波形组合，所述映射组的数据组合与波形组合的对应关系如表2所示。然后，所述该波形组合中的每个波形再分别进行波形幅度调制从而完成所述调制组中的2bit数据的加载。完成信息加载后的传输波形，再通过时域波形叠加形成一个时域波形，并将其积分形式做为三次幂非线性调频信号的附加相位，形成调制信号。
此时，所述传输波形携带信息的能力由上个统计周期的5bit变为4bit，从而使得信息传输速率发生了变化，且参与幅度调制的波形数也由3个传输波形调整为2个传输波形，传输波形间的相互影响也下降了，具有更强的对抗信道干扰的能力。

[0094] 表2信道环境变化后映射组数据组合与波形组合一一对应关系

[0095]

[0096] 在现有技术中，为了对抗人为干扰，在复杂电磁环境中保障畅通，通常采用纠错能力强的信道编码技术进行检错纠错。然而传输信道环境是瞬息万变的，在现有技术中所采用的纠错编码方式却是固定不变的，检错纠错能力也是不变的，无论信道环境好坏，都采用相同的纠错编码方式，插入相同数量的监督位数，牺牲相同的信息传输速率，这显然是不合理的。

[0097] 为了解决现有技术中存在的问题，在本发明实施例所公开的技术方案中，所述用户待传输的数据D(t)经RS编码形成编码数据K(t)，所述RS编码为RS(k+r,k)编码，其中k为参与RS编码的信息位数，其中r为参与RS编码所插入的监督位数，所述r的数值是随着信道干扰检测值σ的变化而动态调整的；

[0098] 若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值增大时，所述r的数值加1，以增强纠错能力，若r的数值调整变化前为r=k，则不再调整；若在当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值减小时，所述r的数值减1，以降低纠错能力，若r的数值调整变化前为 ，符号 表示向下取整，则不再调整；所述r的初始值为。关于RS的编码译码实现方法，对于本领域的技术人员来说，在现有技术和惯用手段的基础上可实施，这里不再赘述。

[0099] 优选的，在本发明实施例所公开的技术方案中，所述RS(k+r,k)编码中参与RS编码的信息位数为k=30bit。

[0100] 优选的，在本发明实施例所公开的技术方案中，当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值增加百分之十及以上时，所述r的数值加1；当前统计周期内所述信道干扰检测值σ较前一个统计周期的值减小百分之十及以上时，所述r的数值减1。

[0101] 在现有技术中，调制信号通常是采用连续发送的。然而，连续发送的信号易被电子侦察设备侦听并实施干扰。为了解决该问题，在本发明实施例所公开的技术方案中，所述雷达通信一体化调制信号采用脉冲形式发射。所述脉冲形式发射与连续发射相比，能够进一步拓展调制信号的频谱带宽，降低信号的功率谱密度，提高信号的隐蔽能力；进一步，所述调制信号采用脉冲形式发射，所述脉冲周期包括脉冲发射期和脉冲停止期，所述脉冲发射期时间长度为6.6微秒，所述脉冲停止期时间长度为6.6微秒，进一步增强了调制信号抗转发式干扰的能力。

[0102] 尽管本发明的实施方案已公开如上，但其并不仅仅限于说明书和实施方式中所列的运用方式。它完全可以被适用于各种适合本发明的领域。对于熟悉本领域的人员而言，可容易地实现另外的修改。因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念下，本发明并不限于特定的细节和这里示出与描述的图例。