一种步长优化的功率倒置GNSS自适应抗干扰方法

摘要

本发明公开的一种步长优化的功率倒置GNSS自适应抗干扰方法，属于通信卫星导航信号处理技术领域。本发明实现方法为：首先对天线接收到的卫星信号和干扰信号进行带通滤波处理；然后将信号进行放大，并与本地震荡器进行混频，将信号的频率变到中频；随后，对得到的中频信号进行滤波放大，并进行A/D采样；最后进行抗干扰处理。处理时，选取其中一个阵元的输出信号作为参考信号d(n)，其余阵元的信号作为滤波器的输入来对d(n)进行估计，两者做差达到对消干扰的目的。本发明既保留了对窄带和宽带干扰都有抑制效果的优点，又能够克服传统的功率倒置自适应滤波稳态失调的缺点，提升卫星导航接收机在复杂干扰环境下的抗干扰性能和可靠性。

权利要求

1.一种步长优化的功率倒置GNSS自适应抗干扰方法，其特征在于：包括如下步骤，步骤一、天线接收卫星信号和干扰信号；

步骤二、对步骤一接受到的信号进行带通滤波处理；

步骤三、低噪声放大器对接收信号放大处理；

步骤四、将步骤三得到信号与本地振荡器进行混频，将信号的频率变到中频；

步骤五、对步骤四得到的中频信号进行滤波放大，便于进行A/D采样；

步骤六、进行A/D采样；

步骤七、进行抗干扰处理，提升卫星导航接收机在复杂干扰环境下的抗干扰性能和可靠性；

步骤七的实现方法为，

基于卫星信号的功率远低于噪声和干扰这一客观条件，通过干扰对消的理念，对天线阵元的输出信号做两种不同的处理，提高信噪比；选取其中一个阵元的输出信号作为参考信号d(n)，取第一阵元；其余阵元的信号作为滤波器的输入来对d(n)进行估计，两者做差达到对消干扰的目的；

其中 是第一个阵元的输入信号， 输入信号，权值系数；

上面两式说明了自适应阵列处理的转换，即e(n)是最后得到的滤波输出信号，权值也有如下的对应关系：所以基于功率倒置的LMS迭代过程如下：其中μ是迭代步长；

由于干扰信号的不确定，使得输入信号功率不确定，归一化最小均方NLMS是在LMS的基础上，进行步长的归一化，式子如下：基于相对误差对NLMS进行变步长：

变步长首先要选取参数反映收敛进程，选取误差函数e(n)作为反应收敛进程的参数，e(n)在收敛过程中逐步衰减，在干扰变化时会瞬间增大可以反应收敛进程的程度，但是处于不同的干扰功率环境时e(n)有很大差异，通过系统噪声来归一化，用下式反应进程，|·|表示取复数的模；

其中 为噪声的标准差，相对误差 的范围是(0,∞)，通过指数函数映射到(0,1)；

A用来缓解收敛速度与稳态误差的矛盾，避免步长较大时稳态误差较大不能进一步收敛，同时可以起到减弱环境噪声波动的影响；参数m改变步长调控函数的形状能够进一步改善收敛速度和稳态误差。

说明书

一种步长优化的功率倒置GNSS自适应抗干扰方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种步长优化的功率倒置GNSS(Global Navigation Satellite System)自适应抗干扰方法，属于通信卫星导航信号处理技术领域。

背景技术

[0002] 卫星导航系统一直以来都是国际上重点关注的一个高新技术领域，其拥有全天候、全天时、实时性、连续性等优良特性，以及高精度定位、测速及授时等技术优势，在高科技战争和国民生活中发挥了越来越大的作用。然而导航卫星运行在两万千米以上的高空，发出的导航信号在经过超长距离的传输后功率会有很大的衰减,由于卫星在太空中长期运行，只能依靠太阳能作为能源，限制了卫星的功耗，所以卫星信号发射功率也很小，达到地面时功率更小。以北斗B3I信号为例，到达接收机天线输入端的最小功率为‑133dBm，而环境噪声在20MHz带宽内的信号功率为‑101dBm；使得卫星信号极容易受到复杂的电磁环境影响，从而不能正常工作。对于复杂的干扰环境，在各种各样的抗干扰技术中，基于天线阵列的空域自适应调零技术有着良好的抗干扰效果。

[0003] 自适应调零技术能够很好的抑制干扰信号，是目前最为常用的导航抗干扰技术，研究其求解算法具有重要意义。自适应调零抗干扰算法很多，其中功率倒置算法因为不需要卫星信号的先验信息，自动在强干扰处形成深零陷而被广泛应用。LMS(最小均方)算法因为计算复杂度低、鲁棒性强，成为广泛使用的求解算法。但传统的LMS算法采用固定的迭代步长，不能适应复杂变化的干扰环境，往往会造成较慢的收敛速度或者较大的稳态失调，甚至使系统发散。

发明内容

[0004] 针对卫星导航接收机干扰抑制能力不足的问题，本发明的主要目的是提供一种步长优化的功率倒置GNSS自适应抗干扰方法，通过变步长优化接收机的抗干扰性能，简化步长参数选择，提升卫星导航接收机在复杂干扰环境下的抗干扰性能和可靠性。

[0005] 为了解决上述问题，本发明技术方案如下：

[0006] 本发明公开的一种步长优化的功率倒置GNSS自适应抗干扰方法，首先对天线接收到的卫星信号和干扰信号进行带通滤波处理；然后将信号进行放大，并与本地震荡器进行混频，将信号的频率变到中频；随后，对得到的中频信号进行滤波放大，并进行A/D采样；最后进行抗干扰处理。处理时，选取其中一个阵元的输出信号作为参考信号d(n)，其余阵元的信号作为滤波器的输入来对d(n)进行估计，两者做差达到对消干扰的目的。提升卫星导航接收机在复杂干扰环境下的抗干扰性能和可靠性。

[0007] 本发明公开的一种步长优化的功率倒置GNSS自适应抗干扰方法，包括以下步骤：

[0008] 步骤一、天线接收卫星信号和干扰信号；

[0009] 步骤二、对步骤一接受到的信号进行带通滤波处理；

[0010] 步骤三、低噪声放大器对接收信号放大处理；

[0011] 步骤四、将步骤三得到信号与本地振荡器进行混频，将信号的频率变到中频；

[0012] 下变频混频是通过混频器将低噪声放大器输出的射频信号与本机振荡器产生的本振信号进行相乘，在滤除乘积中的高频成分后，载波信号频率就从射频下降到中频。作为混频结果，中频信号不仅原封不动地保留着原先卫星射频信号上所调制的全部数据与信息，而且它适合于被采样离散。通过接收信号与本地振荡器进行下变频混频，将信号的频率变到中频。

[0013] 步骤五、对步骤四得到的中频信号进行滤波放大，便于进行A/D采样；

[0014] 步骤六、进行A/D采样；

[0015] 步骤七、进行抗干扰处理，提升卫星导航接收机在复杂干扰环境下的抗干扰性能和可靠性。

[0016] 基于卫星信号的功率远低于噪声和干扰这一客观条件，通过干扰对消的理念，对天线阵元的输出信号做两种不同的处理，提高信噪比。选取其中一个阵元的输出信号作为参考信号d(n)，一般取第一阵元；其余阵元的信号作为滤波器的输入来对d(n)进行估计，两者做差达到对消干扰的目的。

[0017] e(n)＝d(n)‑ωa(n)HXa(n)

[0018]

[0019] 其中x0(n)是第一个阵元的输入信号，Xa(n)输入信号，ωa(n)权值系数。

[0020] 上面两式说明了自适应阵列处理的转换，也就是说e(n)是最后得到的滤波输出信号，权值也有如下的对应关系：

[0021] W＝[1；‑ωa(n)]

[0022] 所以基于功率倒置的LMS迭代过程如下：

[0023]

[0024] 其中μ是迭代步长。

[0025] 由于干扰信号的不确定，使得输入信号功率不确定，NLMS(归一化最小均方)就是在LMS的基础上，进行步长的归一化，式子如下：

[0026]

[0027] 基于相对误差对NLMS进行变步长：

[0028]

[0029] 变步长首先要选取参数反映收敛进程，一般选取误差函数e(n)作为反应收敛进程的参数，e(n)在收敛过程中逐步衰减，在干扰变化时会瞬间增大可以反应收敛进程的程度，但是处于不同的干扰功率环境时e(n)有很大差异，通过系统噪声来归一化，用下式反应进程，|·|表示取复数的模，此处只关注误差的大小。

[0030]

[0031] 其中σv为噪声的标准差，相对误差em(n)的范围是(0,∞)，通过指数函数映射到(0,1)。

[0032] A用来缓解收敛速度与稳态误差的矛盾，避免步长较大时稳态误差较大不能进一步收敛，同时可以起到减弱环境噪声波动的影响。参数m改变步长调控函数的形状能够进一步改善收敛速度和稳态误差。

[0033] 有益效果：

[0034] 1、相比于传统的功率倒置自适应滤波方法，本发明公开的一种步长优化的功率倒置GNSS自适应抗干扰方法，针对卫星干扰信号的特点，采用步长优化的功率倒置自适应抗干扰方法，选取天线阵元中一个阵元的输出信号作为参考信号d(n)，其余阵元的信号作为滤波器的输入来对d(n)进行估计，两者做差达到对消干扰的目的。既保留了对窄带和宽带干扰都有抑制效果的优点，又能够克服传统的功率倒置自适应滤波稳态失调的缺点，提升卫星导航接收机在复杂干扰环境下的抗干扰性能和可靠性。

附图说明

[0035] 图1为本发明公开的一种步长优化的功率倒置GNSS自适应抗干扰方法的总体执行流程图；

[0036] 图2自适应滤波器示意图；

[0037] 图3为基于功率倒置自适应滤波示意图；

[0038] 图4为Y型天线结构示意图；

[0039] 图5为本发明方法的滤波效果；

[0040] 图6为本发明方法收敛过程中权值失调量的变化示意图。

具体实施方式

[0041] 下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明。同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。

[0042] 本实施例针对某卫星射频信号进行抗干扰测试，天线阵列为Y型分布，阵元数为4，半径R＝0.5＝0.5c/f0。c是光速，为3×108m/s，卫星信号的载波频率f0＝1268.52MHz。环境噪声方差＝1,在(75°,90°)和(75°,270°)方向输入干噪比为50dB的宽带干扰。

[0043] 本实施例公开的一种步长优化的功率倒置GNSS自适应抗干扰方法，总体执行流程图如图1所示，包括如下步骤：

[0044] 步骤一、天线接收卫星信号和干扰信号；

[0045] 一个四阵元圆型阵列天线用来接收卫星信号，同时使用干扰机发射宽带干扰信号，天线最终接收的就是卫星信号、干扰信号和环境噪声。

[0046] 步骤二、进行带通滤波器处理；

[0047] 天线接收到的信号中不但掺杂着噪声，而且在信号波段内外还可能存在着各种故意或无意的干扰信号。因此，对接收到的卫星信号的第一步处理是进行信号调整，即利用带通滤波器(BPF)尽可能地先滤除信号波段之外的各种噪声和干扰。

[0048] 步骤三、低噪声放大器对接收信号放大处理；

[0049] 卫星距离地面十分遥远，接收天线接收到的卫星信号功率很弱，因此需要通过功率放大器对信号进行功率放大，以便后续处理。

[0050] 步骤四、与本地振荡器进行混频；

[0051] 天线接收到的北斗卫星B3I射频信号的中心频率在1268.52MHz左右，而频率如此高的射频信号一般不适于被直接采样离散。下变频混频是通过混频器将低噪声放大器输出的射频信号与本机振荡器产生的本振信号进行相乘，在滤除乘积中的高频成分后，载波信号频率就从射频下降到中频。作为混频结果，中频信号不仅原封不动地保留着原先卫星射频信号上所调制的全部数据与信息，而且它适合于被采样离散，因此通过接收信号与本地振荡器进行下变频混频，将信号的频率变到中频处理。

[0052] 步骤五、再进行中频滤波放大；

[0053] 对得到的中频信号再进行滤波放大，得到较高功率的中频信号，方便后面A/D采样。

[0054] 步骤六、进行A/D采样；

[0055] 经过前面几级的混频、滤波和放大等处理，接收到的卫星信号的功率至此已经得到了足够的放大，其中心频率也已经变为较低的中频，而这些状况均有利于模数转换器(ADC)对信号做的模数(A/D)转换，使用的采样频率为62MHz，ADC将接收到模拟中频数据转换成数字信号，交给后面进行抗干扰处理。

[0056] 步骤七、进行抗干扰处理。

[0057] 具体地，本发明的一种步长优化的功率倒置GNSS自适应抗干扰方法如下：基于卫星信号的功率远低于噪声和干扰这一客观条件，通过干扰对消的理念，对天线阵元的输出信号做两种不同的处理，提高信噪比。选取其中一个阵元的输出信号作为参考信号d(n)，一般取第一阵元；其余阵元的信号作为滤波器的输入来对d(n)进行估计，两者做差达到对消干扰的目的。

[0058] e(n)＝d(n)‑ωa(n)HXa(n)

[0059]

[0060] 其中x0(n)是第一个阵元的输入信号，Xa(n)输入信号，ωa(n)权值系数。

[0061] 上面两式说明了自适应阵列处理的转换，也就是说e(n)是最后得到的滤波输出信号，权值也有如下的对应关系：

[0062] W＝[1；‑ωa(n)]

[0063] 所以基于功率倒置的LMS迭代过程如下：

[0064]

[0065] 其中μ是迭代步长。

[0066] 由于干扰信号的不确定，使得输入信号功率不确定，NLMS(归一化最小均方)就是在LMS的基础上，进行步长的归一化，式子如下：

[0067]

[0068] 基于相对误差对NLMS进行变步长：

[0069]

[0070] 变步长首先要选取参数反映收敛进程，一般选取误差函数e(n)作为反应收敛进程的参数，e(n)在收敛过程中逐步衰减，在干扰变化时会瞬间增大可以反应收敛进程的程度，但是处于不同的干扰功率环境时e(n)有很大差异，通过系统噪声来归一化，用下式反应进程，|·|表示取复数的模，这里只关心误差的大小。

[0071]

[0072] 其中σv为噪声的标准差，相对误差em(n)的范围是(0,∞)，通过指数函数映射到(0,1)。

[0073] A用来缓解收敛速度与稳态误差的矛盾，避免步长较大时稳态误差较大不能进一步收敛，同时可以起到减弱环境噪声波动的影响。参数m改变步长调控函数的形状可以进一步改善收敛速度和稳态误差。

[0074] 然后进行抗干扰测试：

[0075] 天线阵列为Y型分布，阵元数为4，半径R＝0.5＝0.5c/f0。c是光速，为3×108m/s，卫星信号的载波频率f0＝1268.52MHz。环境噪声方差σv＝1,在(75°,90°)和(75°,270°)方向输入干噪比为50dB的宽带干扰。调控参数A＝5，m＝6，用如下的两个指标来衡量干扰抑制效果：

[0076] (1)归一化阵列增益：

[0077]

[0078] (2)权值失调量

[0079]

[0080] 其中，ωα,opt为最优的权值。

[0081] 如图5所示，在两个方向均达到70dB左右的零陷深度，可以很好的抑制宽带干扰，而且零陷的位置非常准确，宽度也比较窄，可以降低对有用信号抑制的可能。如图6所示，本方法的收敛速度很快，在迭代200次之后已经大致收敛，在迭代300次之后达到稳定的效果，且波动非常小。本发明抗干扰性能显著，对参数的选择有指导作用。

[0082] 综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。