本发明公开了一种非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，所述非隔离UPQC电路包括：单相交流电源、固态开关、非线性负载、串联侧变换器MOSFET功率管、串联侧变换器MOSFET功率管、滤波电感、滤波电容、旁路开关、储能单元、直流电容、直流电容、并联侧变换器MOSFET功率管、并联侧变换器MOSFET功率管、滤波电感和滤波电容。本发明无需增加额外电路，直接利用UPQC串联侧变换器便能够实现有源功率解耦，减小直流电压纹波。
1.一种非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，其特征在于，所述非隔离UPQC电路包括：单相交流电源 、固态开关 、非线性负载 、串联侧变换器MOSFET功率管 、串联侧变换器MOSFET功率管 、滤波电感 、滤波电容 、旁路开关 、储能单元、直流电容 、直流电容 、并联侧变换器MOSFET功率管 、并联侧变换器MOSFET功率管 、滤波电感 和滤波电容 ；
所述固态开关 的一端连接所述单相交流电源 的正端，另一端与所述非线性负载的正端连接；所述串联侧变换器MOSFET功率管 的漏极同时与所述储能单元的正极、所述直流电容 的正极以及所述并联侧变换器MOSFET功率管 的漏极相连；所述串联侧变换器MOSFET功率管 的源极同时与所述串联侧变换器MOSFET功率管 的漏极和所述滤波电感 的一端相连，所述滤波电感 的另一端同时与所述单相交流电源 的负端和所述滤波电容 的正极相连；所述串联侧变换器MOSFET功率管 的源极同时连接所述储能单元的负端、所述直流电容 的负极和所述并联侧变换器MOSFET功率管 的源极；所述直流电容 和所述直流电容 串联；所述并联侧变换器MOSFET功率管的源极同时连接所述并联侧变换器MOSFET功率管 的漏极和所述滤波电感 的一端；
所述滤波电感 的另一端同时连接所述非线性负载 的正端和所述滤波电容 的一端；所述滤波电容 的另一端、所述非线性负载 的负端和所述滤波电容 的负极同时连接于所述直流电容 和所述直流电容 之间；所述旁路开关 并联在滤波电容两端；
所述非隔离UPQC电路具有离网运行状态，在所述离网运行状态，所述固态开关 断开，所述旁路开关 闭合，所述储能单元迅速放电以形成稳定直流电压，所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感 和所述滤波电容 同时工作在逆变电压源模式，以给所述非线性负载 不间断供电；所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感 、所述直流电容和所述直流电容 构成半桥功率解耦电路，以用于抑制直流侧二次脉动功率。
2.根据权利要求1所述的非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，其特征在于，所述非隔离UPQC电路具有并网运行状态，在所述并网运行状态，所述固态开关闭合，所述旁路开关 断开，所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感 、所述滤波电容 、所述直流电容 和所述直流电容 共同构成动态电压恢复器，以用于补偿网侧交流电压发生的电能质量问题；所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感、所述滤波电容 、所述直流电容 和所述直流电容 共同构成有源电力滤波器，以用于补偿负载造成的电流质量问题。
3.根据权利要求1所述的非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，其特征在于，所述半桥功率解耦电路的功率满足：其中， 为储能单元发出的功率， 为解耦电路的功率， 为负载所需的平均直流功率， 为直流侧所需要缓冲的低频脉动功率。
4.根据权利要求1所述的非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，其特征在于，所述直流电容 和所述直流电容 的电容值相等。
5.根据权利要求1‑4中任意一项所述的非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，其特征在于，所述离网运行状态下脉动功率的抑制方法包括：S1：采集所述直流电容 和所述直流电容 两侧的电压，得到总的直流母线电压；
S2：根据所述直流母线电压和直流电压参考值，得到直流侧二次纹波电压；
S3：对所述直流侧二次纹波电压进行降频处理，得到基频纹波电压；
S4：利用电压外环DQ解耦控制，对所述基频纹波电压进行处理，得到所述直流电容与所述直流电容 之间的电流差值；
S5：根据所述电流差值，经过电流内环比例控制得到调制波；
S6：根据所述调制波，利用SPWM调制，得到所述串联侧变换器MOSFET功率管 和所述串联侧变换器MOSFET功率管 的开关信号；
S7：根据所述开关信号控制所述串联侧变换器MOSFET功率管 和所述串联侧变换器MOSFET功率管 导通或关断，以实现离网运行状态下对脉动功率的抑制。
6.根据权利要求5所述的非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，其特征在于，所述步骤S3包括：将直流侧二次纹波电压 和经过 延时后的正交分量分别与 和 相
乘，再将相乘结果相加后得到基频纹波电压 ，其中 ， 为采样频率，
7.根据权利要求5所述的非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，其特征在于，所述步骤S4包括：将基频纹波电压 与 和 分别相乘后，传输至截止频率低于50Hz的低通
滤波器然后乘上2，再经过PI控制器处理后分别乘上对应的三角函数再相加，得到直流电容与直流电容 的电流差值 。
8.根据权利要求5所述的非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，其特征在于，所述步骤S5包括：将所述电容电流差值与负载电流 相减得到串联侧滤波电感 的电流参考值 ，根据所述电感电流参考值和实际电流值，利用比例控制器，得到调制波 。
9.根据权利要求5所述的非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，其特征在于，所述步骤S7中，所述离网运行状态下对脉动功率的抑制包括：控制所述直流电容 和所述直流电容 吸收直流侧二次脉动功率；
控制所述直流电容 和所述直流电容 的平均电压相等，均为直流侧总电压的一半，并且，控制所述直流电容 和所述直流电容 分别包括相位相差180°的基频脉动量。
非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及电能质量技术领域，具体涉及一种非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法。
背景技术
[0002] 统一电能质量调节器（UPQC）作为一种性能全面的补偿器兼具处理电压和电流两类电能质量问题的能力，其中串联侧变换器用于补偿网侧电压发生的电能质量问题，如欠压、过压、电压暂升、暂降等；并联侧变换器用于补偿用户负载造成谐波电流、无功电流的电流质量问题。UPQC直流侧接入储能装置，可在电源电压跌落为零的特殊情况下（即离网运行状态），保证对负荷的不间断供电。UPQC工作在离网运行状态时，并联侧变换器作为电压源逆变器，输出功率呈现二倍于基频的脉动，会使直流侧电容产生二倍工频的电压纹波，影响直流侧储能装置的使用寿命。
[0003] 常用于减小二次纹波电压的方法为加大直流侧电容，这种方法会增大系统体积,增加成本,降低功率密度。
发明内容
[0004] 本发明的目的在于提供一种非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，本发明无需增加额外电路，直接利用UPQC串联侧变换器便能够实现有源功率解耦，减小直流电压纹波。
[0005] 本发明解决上述技术问题的技术方案如下：
[0006] 本发明提供一种非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，所述非隔离UPQC电路包括：
[0007] 单相交流电源 、固态开关 、非线性负载 、 串联侧变换器MOSFET功率管、串联侧变换器MOSFET功率管 、滤波电感 、滤波电容 、旁路开关 、储能单元、直流电容 、直流电容 、并联侧变换器MOSFET功率管 、并联侧变换器MOSFET功率管 、滤波电感 和滤波电容 ；
[0008] 所述固态开关 的一端连接所述单相交流电源 的正端，另一端与所述非线性负载 的正端连接；所述串联侧变换器MOSFET功率管 的漏极同时与所述储能单元的正极、所述直流电容 的正极以及所述并联侧变换器MOSFET功率管 的漏极相连；所述串联侧变换器MOSFET功率管 的源极同时与所述串联侧变换器MOSFET功率管 的漏极和所述滤波电感 的一端相连，所述滤波电感 的另一端同时与所述单相交流电源 的负端和所述滤波电容 的正极相连；所述串联侧变换器MOSFET功率管 的源极同时连接所述储能单元的负端、所述直流电容 的负极和所述并联侧变换器MOSFET功率管 的源极；所述直流电容 和所述直流电容 串联；所述并联侧变换器MOSFET功率管 的源极同时连接所述并联侧变换器MOSFET功率管 的漏极和所述滤波电感 的一端；所述滤波电感 的另一端同时连接所述非线性负载 的正端和所述滤波电容 的一端；所述滤波电容 的另一端、所述非线性负载 的负端和所述滤波电容的负极同时连接于所述直流电容 和所述直流电容 之间；所述旁路开关并联在滤波电容 两端。
[0009] 可选择地，所述非隔离UPQC电路具有并网运行状态，在所述并网运行状态，所述固态开关 闭合，所述旁路开关 断开，所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感 、所述滤波电容 、所述直流电容 和所述直流电容 共同构成动态电压恢复器，以用于补偿网侧交流电压发生的电能质量问题；所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感 、所述滤波电容 、所述直流电容 和所述直流电容 共同构成有源电力滤波器，以用于补偿负载造成的电流质量问题。
[0010] 可选择地，所述非隔离UPQC电路具有离网运行状态，在所述离网运行状态，所述固态开关 断开，所述旁路开关 闭合，所述储能单元迅速放电以形成稳定直流电压，所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感和所述滤波电容 同时工作在逆变电压源模式，以给所述非线性负载 不间断供电；所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感 、所述直流电容 和所述直流电容 构成半桥功率解耦电路，以用于抑制直流侧二次脉动功率。
[0011] 可选择地，所述半桥功率解耦电路的功率满足：
[0012]
[0013] 其中， 为储能单元发出的功率， 为解耦电路的功率， 为负载所需的平均直流功率， 为直流侧所需要缓冲的低频脉动功率。
[0014] 可选择地，所述直流电容 和所述直流电容 的电容值相等。
[0015] 可选择地，所述离网运行状态下脉动功率的抑制方法包括：
[0016] S1：采集所述直流电容 和所述直流电容 两侧的电压，得到总的直流母线电压；
[0017] S2：根据所述直流母线电压和直流电压参考值，得到直流侧二次纹波电压；
[0018] S3：对所述直流侧二次纹波电压进行降频处理，得到基频纹波电压；
[0019] S4：利用电压外环DQ解耦控制，对所述基频纹波电压进行处理，得到所述直流电容与所述直流电容 之间的电流差值；
[0020] S5：根据所述电流差值，经过电流内环比例控制得到调制波；
[0021] S6：根据所述调制波，利用SPWM调制，得到所述串联侧变换器MOSFET功率管 和所述串联侧变换器MOSFET功率管 的开关信号；
[0022] S7：根据所述开关信号控制所述串联侧变换器MOSFET功率管 和所述串联侧变换器MOSFET功率管 导通或关断，以实现离网运行状态下对脉动功率的抑制。
[0023] 可选择地，所述步骤S3包括：
[0024] 将直流侧二次纹波电压 和经过 延时后的正交分量分别与 和相乘，再将相乘结果相加后得到基频纹波电压 ，其中 ， 为采
样频率， 为电网线频率， 为电网角频率，为时间，为复变量。
[0025] 可选择地，所述步骤S4包括：
[0026] 将基频纹波电压 与 和 分别相乘后，传输至截止频率低于50Hz的低通滤波器然后乘上2，再经过PI控制器处理后分别乘上对应的三角函数再相加，得到直流电容 与直流电容 的电流差值 。
[0027] 可选择地，所述步骤S5包括：
[0028] 将所述电容电流差值与负载电流 相减得到串联侧滤波电感 的电流参考值，根据所述电感电流参考值和实际电流值，利用比例控制器，得到调制波 。
[0029] 可选择地，所述步骤S7中，所述离网运行状态下对脉动功率的抑制包括：
[0030] 控制所述直流电容 和所述直流电容 吸收直流侧二次脉动功率；
[0031] 控制所述直流电容 和所述直流电容 的平均电压相等，均为直流侧总电压的一半，并且，控制所述直流电容 和所述直流电容 分别包括相位相差180°的基频脉动量。
[0032] 本发明具有以下有益效果：
[0033] 本发明无需增加额外电路，利用非隔离UPQC离网运行状态下闲置的串联侧桥臂开关管，实现半桥有源功率解耦，达到逆变器直流侧脉动功率抑制效果，在直流电容较小的情况下，减小直流电压纹波。
附图说明
[0034] 图1为本发明所提供的非隔离UPQC电路的结构示意图；
[0035] 图2为非隔离UPQC离网运行状态电路结构的结构示意图；
[0036] 图3为本发明非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法的流程图；
[0037] 图4为功率解耦控制系统的结构示意图；
[0038] 图5为非隔离UPQC离网运行状态未抑制脉动功率时的直流电压和抑制脉动功率之后的直流电压对比图。
具体实施方式
[0039] 以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。实施例
[0040] 本发明解决上述技术问题的技术方案如下：
[0041] 本发明提供一种非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，参考图1所示，所述非隔离UPQC电路包括：
[0042] 单相交流电源 、固态开关 、非线性负载 、 串联侧变换器MOSFET功率管、串联侧变换器MOSFET功率管 、滤波电感 、滤波电容 、旁路开关 、储能单元、直流电容 、直流电容 、并联侧变换器MOSFET功率管 、并联侧变换器MOSFET功率管 、滤波电感 和滤波电容 ；
[0043] 所述固态开关 的一端连接所述单相交流电源 的正端，另一端与所述非线性负载 的正端连接；所述串联侧变换器MOSFET功率管 的漏极同时与所述储能单元的正极、所述直流电容 的正极以及所述并联侧变换器MOSFET功率管 的漏极相连；所述串联侧变换器MOSFET功率管 的源极同时与所述串联侧变换器MOSFET功率管 的漏极和所述滤波电感 的一端相连，所述滤波电感 的另一端同时与所述单相交流电源 的负端和所述滤波电容 的正极相连；所述串联侧变换器MOSFET功率管 的源极同时连接所述储能单元的负端、所述直流电容 的负极和所述并联侧变换器MOSFET功率管 的源极；所述直流电容 和所述直流电容 串联；所述并联侧变换器MOSFET功率管 的源极同时连接所述并联侧变换器MOSFET功率管 的漏极和所述滤波电感 的一端；所述滤波电感 的另一端同时连接所述非线性负载 的正端和所述滤波电容 的一端；所述滤波电容 的另一端、所述非线性负载 的负端和所述滤波电容的负极同时连接于所述直流电容 和所述直流电容 之间；所述旁路开关并联在滤波电容 两端。
[0044] 可选择地，所述非隔离UPQC电路具有并网运行状态，在所述并网运行状态，所述固态开关 闭合，所述旁路开关 断开，所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感 、所述滤波电容 、所述直流电容 和所述直流电容 共同构成动态电压恢复器，以用于补偿网侧交流电压发生的电能质量问题；所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感 、所述滤波电容 、所述直流电容 和所述直流电容 共同构成有源电力滤波器，以用于补偿负载造成的电流质量问题。
[0045] 可选择地，所述非隔离UPQC电路具有离网运行状态，在所述离网运行状态，将图1中的所述固态开关 断开，所述旁路开关 闭合。即能够得到非隔离UPQC离网运行状态的电路结构，参考图2所示。所述储能单元迅速放电以形成稳定直流电压，所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述并联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感 和所述滤波电容 同时工作在逆变电压源模式，以给所述非线性负载 不间断供电；所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述串联侧变换器MOSFET功率管 、所述滤波电感 、所述直流电容 和所述直流电容 构成半桥功率解耦电路，以用于抑制直流侧二次脉动功率。
[0046] 为了实现直流侧二次脉动功率的抑制，可选择地，所述半桥功率解耦电路的功率满足：
[0047]
[0048] 其中， 为储能单元发出的功率， 为解耦电路的功率， 为负载所需的平均直流功率， 为直流侧所需要缓冲的低频脉动功率。
[0049] 可选择地，所述直流电容 和所述直流电容 的电容值相等。
[0050] 基于上述技术方案，本发明还提供一种非隔离UPQC电路离网运行状态下脉动功率的抑制方法，参考图3所示，所述离网运行状态下脉动功率的抑制方法包括：
[0051] S1：采集所述直流电容 和所述直流电容 两侧的电压，得到总的直流母线电压；
[0052] S2：根据所述直流母线电压和直流电压参考值，得到直流侧二次纹波电压；
[0053] 具体地，将直流母线电压和直流电压参考值相减，即能够得到直流侧二次纹波电压。
[0054] S3：对所述直流侧二次纹波电压进行降频处理，得到基频纹波电压；
[0055] 这里，将直流侧二次纹波电压 和经过 延时后的正交分量分别与和 相乘，再将相乘结果相加后得到基频纹波电压 ，其中， 为采样频率， 为电网线频率， 为电网角频率，为时间，为复变量。
[0056] S4：利用电压外环DQ解耦控制，对所述基频纹波电压进行处理，得到所述直流电容与所述直流电容 之间的电流差值；
[0057] 这里，参考图4所示，将基频纹波电压 与 和 分别相乘后，传输至截止频率低于50Hz的低通滤波器然后乘上2，再经过PI控制器处理后分别乘上对应的三角函数再相加，得到直流电容 与直流电容 的电流差值 。
[0058] S5：根据所述电流差值，经过电流内环比例控制得到调制波；
[0059] 可选择地，所述步骤S5包括：
[0060] 将所述电容电流差值与负载电流 相减得到串联侧滤波电感 的电流参考值，根据所述电感电流参考值和实际电流值，利用比例控制器，得到调制波 。
[0061] S6：根据所述调制波，利用SPWM调制，得到所述串联侧变换器MOSFET功率管 和所述串联侧变换器MOSFET功率管 的开关信号；
[0062] S7：根据所述开关信号控制所述串联侧变换器MOSFET功率管 和所述串联侧变换器MOSFET功率管 导通或关断，以实现离网运行状态下对脉动功率的抑制。
[0063] 可选择地，所述步骤S7中，所述离网运行状态下对脉动功率的抑制包括：
[0064] 控制所述直流电容 和所述直流电容 吸收直流侧二次脉动功率；
[0065] 控制所述直流电容 和所述直流电容 的平均电压相等，均为直流侧总电压的一半，并且，控制所述直流电容 和所述直流电容 分别包括相位相差180°的基频脉动量。
[0066] 具体地，非隔离UPQC离网运行状态下抑制脉动功率的思路为，利用直流电容和直流电容 吸收直流侧二次脉动功率。有源功率解耦电路不仅要消除直流侧脉动功率，还需要稳定直流侧母线电压。这里选择的直流电容 和直流 的容值相等，因此电容平均电压相等，为直流侧总电压的一半，同时各自还含有一个相位相差180°的基频脉动量。
[0067] 假设逆变器交流侧电压电流分别为：
[0068]
[0069] 其中， 、 分别为交流侧电压电流； ， 分别为交流电压和交流电流的幅值； 为电网频率；为交流电压与交流电流的相位差。
[0070] 则交流侧输出功率可表示为：
[0071]
[0072] 很明显交流侧输出功率为一个恒定功率加上二次脉动功率。
[0073] 设直流侧上下电容电压为：
[0074]
[0075] ， 分别为直流电容 和直流电容 的瞬时电压； 为直流侧母线电压； 为电容电压交流量的幅值； 为电容电压交流量的相角。
[0076] 对以上两式求微分可得上下电容电流：
[0077]
[0078] 其中 和 分别为直流电容 和直流电容 的瞬时电流， 为直流电容或直流电容 的容值。
[0079] 忽略滤波电感 上的功率，容易得到半桥功率解耦电路的瞬时功率为：
[0080]
[0081] 通过控制使解耦电路瞬时功率与交流侧脉动功率相等，即：
[0082]
[0083] 功率解耦电路控制目标为上下分电容瞬时电压和电感电流，具体控制方法为：
[0084] 采样直流母线电压 与直流电压参考值 作差，得到直流侧二次纹波电压，经过降频得到 ， 分别与 和 相乘，将其送入截止频率低于50Hz的低通滤波器再乘上2，经过PI控制器之后分别乘上对应的三角函数再相加，得到直流电容 与直流电容 的电流差值 ，再减去负载电流 得到电感 的电
流参考值 ，电感电流参考值 与实际值 作差，经过比例控制器P后得到调制波，最后通过正弦脉宽调制SPWM控制MOSFET功率管 和MOSFET功率管 的导通和关断。
[0085] 在本发明中，直流电压 =300V，直流电容 = =90μF, 电感 =4mH，电感 =4mH，滤波电容 =6μF，输出交流电压有效值为80V，交流电压频率50Hz，开关频率20kHz，所用非线性负载为不控整流桥接入25Ω电阻再并上（20Ω+2200μF）的电阻和电容。
[0086] 图5为非隔离UPQC离网运行状态未抑制脉动功率时的直流电压和抑制脉动功率之后的直流电压。未抑制脉动功率时，直流侧总电压波动为33V；抑制脉动功率之后，直流侧总电压波动为3.6V，相较于未抑制脉动功率时直流电压波动减小了89%。
[0087] 以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
